704_Mikushin_A.V._Skhemotekhnika_mobil'nykh_radiostantsij_
.pdf
Цифровой фазовый детектор.
В аналоговых схемах наилучшими характеристиками обладают фазовые детекторы, построенные на основе умножителя. Составим таблицу истинности умножителя, сигнал на входе и выходе которого может принимать только два значения – единицу и минус единицу. Использование таких значений позволяет интерпретировать сигнал на входе умножителя как знак аналогового сигнала. Полученная таблица истинности умножителя знаков приведена в таблице 2.1.
Таблица 2.1. Таблица истинности умножителя знаков
X1 |
X2 |
Y |
–1 |
–1 |
1 |
|
|
|
–1 |
1 |
–1 |
|
|
|
1 |
–1 |
–1 |
|
|
|
1 |
1 |
1 |
|
|
|
Если теперь символ “–1” обозначить как “0”, то мы увидим, что полученная таблица истинности совпадает с инвертированной таблицей истинности логического элемента “исключающее ИЛИ”. Для сравнения в таблице 2 приведена таблица истинности логического элемента “исключающее ИЛИ”.
Таблица 2.2. Таблица истинности элемента “исключающее ИЛИ”
X1 |
X2 |
Y |
0 |
0 |
0 |
|
|
|
0 |
1 |
1 |
|
|
|
1 |
0 |
1 |
|
|
|
1 |
1 |
0 |
|
|
|
Инверсия выходного сигнала в нашем случае не имеет принципиального значения. В случае необходимости мы всегда можем использовать дополнительный инвертор или изменить схему включения регулировочного элемента в генераторе управляемом напряжением. Это означает, что элемент “исключающее ИЛИ” вполне может быть использован в качестве фазового детектора. Схема цифрового фазового детектора приведена на рисунке 2.120.
Рисунок 2.120. Схема цифрового фазового детектора
151
Для проверки рассмотрим три варианта сигналов, поступающих на вход фазового детектора, построенного на основе схемы исключающего ИЛИ. В первом варианте сигналы на входах фазового детектора полностью синфазны. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на рисунке 2.121.
Рисунок 2.121. Временные диаграммы синфазных сигналов
Анализируя эти сигналы можно сделать вывод, что при синфазных напряжениях на входах фазового детектора, построенного на логическом элементе “исключающее ИЛИ” на выходе присутствует нулевое напряжение.
Теперь подадим на входы фазового детектора сигналы, сдвинутые друг относительно друга на 15 . Временные диаграммы сигналов с таким сдвигом фазы на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на рисунке 2.122.
Рисунок 2.122. Временные диаграммы сигналов, сдвинутых по фазе на 15
В этом случае на выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” появляются импульсы с частотой, равной частоте входных сигналов. Длительность формируемых импульсов пропорциональна сдвигу фаз входных сигналов. Если проинтегрировать этот сигнал, то можно получить напряжение, соответствующее фазовому сдвигу между входными сигналами.
Подадим на входы фазового детектора сигналы, сдвинутые друг относительно друга на 165 . Временные диаграммы сигналов на входе и выходе логического элемента “исключающее ИЛИ” приведены на рисунке 2.123.
Рисунок 2.123. Временные диаграммы сигналов, сдвинутых по фазе на 165
Как и ожидалось, скважность сигнала на выходе фазового детектора изменилась. Теперь напряжение на выходе сглаживающей RC цепочки близко к
152
напряжению питания. Можно построить зависимость напряжения от сдвига фаз на входе детектора. Она приведена на рисунке 2.124.
Рисунок 2.124. Зависимость напряжения на выходе фазового детектора от сдвига фаз входных колебаний
Анализируя эту зависимость можно сделать вывод, что фазовый детектор, построенный на основе логического элемента “исключающее ИЛИ” обладает прекрасной линейностью преобразования разность фаз – напряжение и вполне может заменить аналоговый фазовый детектор.
Фазовый компаратор
При работе в цепи фазовой автоподстройки ошибка по фазе может приводить к неточной настройке синтезатора. Это связано с принципиальной особенностью работы фазового детектора – он вырабатывает напряжение, использующееся для настройки ГУН. Для удержания ГУН на заданной частоте необходим постоянный сдвиг фаз межу опорным колебанием и подстраиваемым колебанием, вырабатываемым ГУН. Устранить этот недостаток можно при использовании схемы фазового компаратора.
Фазовый компаратор позволяет формировать напряжение не пропорциональное фазе, а соответствующее знаку фазы, то есть на его выходе может быть три значения напряжения: отставание по фазе, опережение по фазе и точное совпадение по фазе входных колебаний.
Если проинтегрировать такое напряжение на конденсаторе, то при отставании фазы колебания с выхода ГУН (частота на выходе ГУН меньше требующегося значения), напряжение на конденсаторе будет уменьшаться. При опережении фазы колебания с выхода ГУН фазы опорного колебания (частота на выходе ГУН больше требующегося значения), напряжение на конденсаторе будет увеличиваться. Один из вариантов реализации схемы фазового компаратора приведен на рисунке 2.125.
153
|
+3В |
D1.1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D |
Т |
Q |
|
+3В |
|
|
|
|
|
|||
fоп |
C |
|
|
|
|
|
|
R |
|
Q |
D2 |
VT1 |
|
|
|
|
|
к ГУН |
||
|
|
|
|
& |
|
|
|
|
D1.2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
D |
Т |
Q |
|
VT2 |
C1 |
fгун |
C |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
R |
|
Q |
|
|
|
Рисунок 2.125. Принципиальная схема фазового компаратора
Для построения фазового компаратора в этой схеме используются два D-триггера. На тактовые входы этих триггеров подаются опорное и подстраиваемое колебания. При подаче на вход схемы высокого потенциала, в триггер записывается единичное значение. При записи единичных значений в оба триггера триггеры обнуляются сигналом, формируемым микросхемой D2. В результате, в процессе работы схемы фазового компаратора при опережении фазы опорного колебания импульсы будут формироваться на выходе триггера D1.1, при опережении фазы подстраиваемого колебания импульсы появятся на выходе триггера D1.2. При точном совпадении фаз опорного и подстраиваемого колебания импульсы на выходе обоих триггеров будут настолько короткими, что ими можно пренебречь.
Импульсы с выходов триггера D1.1 подаются на заряжающий конденсатор C1 ключ, собранный на транзисторе VT1, а импульсы с выхода триггера D1.2 подаются на разряжающий конденсатор C1 ключ, собранный на транзисторе VT2. В результате, напряжение на конденсаторе C1 будет оставаться неизменным только при точном совпадении фазы опорного и подстраиваемого колебаний.
Временные диаграммы сигналов на входах и выходах фазового компаратора при различном соотношении фаз опорного и подстраиваемого колебаний приведены на рисунке 2.126.
154
а
б
в
Рисунок 2.126. Временные диаграммы сигналов на входах
ивыходах триггеров, входящих в состав фазового компаратора
а– опорное колебание опережает подстраиваемое по фазе б – подстраиваемое колебание опережает опорное по фазе в – колебания совпадают по фазе
Обычно для управления варикапами, входящими в состав генератора управляемого напряжением (ГУН), требуются напряжения, большие напряжения питания цифровых микросхем (порядка 12 … 15В). В таких случаях на выходе фазового компаратора, схема которого приведена на рисунке 2.125, требуется усилитель. В некоторых случаях можно обойтись без усилителя, если воспользоваться диодными ключами, как это показано на принципиальной схеме, приведённой на рисунке 2.127.
155
+3В |
DD1.1 |
|
+12В |
|
||
|
R1 |
|
||||
|
|
|
|
|
к ГУН |
|
|
D |
Т |
Q |
|
|
|
|
|
R3 |
R5 |
|||
fоп |
C |
|
|
DD2 |
||
|
|
|
|
|
||
|
R |
|
Q |
& |
VD1 R4 |
VD2 |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
VT2 |
fгун |
D |
Т |
Q DD1.2 |
|
VT1 |
C1 |
C |
|
|
|
|
||
|
R |
|
Q |
|
|
|
|
|
|
|
|
R2 |
|
Рисунок 2.127. Принципиальная схема фазового компаратора
сдиодными ключами
Вприведённой на рисунке 2.127 схеме фазового компаратора заряд ёмкости C1 производится через резистор R5, а разряд этой ёмкости производится через резистор R4 и полностью открытый транзистор VT1. Использование различных резисторов в цепи заряда и разряда конденсаторов позволяет независимо регулировать время перестройки синтезатора вниз и вверх по частоте.
На этом можно завершить обзор элементов, входящих в состав схемы фазовой подстройки частоты и перейти к рассмотрению конкретных примеров использования схем ФАПЧ.
Умножители частоты кварцевого генератора
Цепи фазовой подстройки частоты часто используются для увеличения внутренней тактовой частоты больших интегральных микросхем или в составе высокочастотных опорных кварцевых генераторов. В этой схеме относительно просто можно изменять коэффициент умножения частоты изменением коэффициента деления в цепи обратной связи. Пример принципиальной схемы умножителя тактовой частоты приведен на рисунке 2.128.
156
Рисунок 2.12. Принципиальная схема умножителя тактовой частоты
Вэтой схеме опорный генератор с кварцевой стабилизацией частоты реализован на логических элементах D4 и D6 по схеме Пирса. Генератор, управляемый напряжением (ГУН), реализован на элементах D1 и D3. Это RC генератор, собранный по схеме мультивибратора.
Вкачестве регулировочного элемента использован полевой транзистор VT1. Здесь он используется как переменное сопротивление. Следует отметить, что сопротивление полевого транзистора может изменяться в 1000 раз. Во столько же раз может меняться частота ГУН. Это очень удобно для формирования тактовой частоты в цифровых микросхемах и, соответственно, для управления их током потребления.
Вотличие от схем синтезаторов частот, рассмотренных ранее, из-за большого диапазона регулировки частоты, фазовый шум подобного генератора очень велик. Поэтому подобные схемы применяются в основном в составе цифровых интегральных микросхем.
Фазовый компаратор в схеме умножителя тактовой частоты реализован на микросхемах D7, D8 и D10. Полосу захвата цепи фазовой автоподстройки определяет фильтр низкой частоты, реализованный на элементах R3C4.
Данный умножитель частоты допускает только шестнадцать ступеней регулировки тактовой частоты. Это определяется разрядностью делителя частоты D5. Код, определяющий коэффициент умножения вводится через упрощенный последовательный порт, собранный на сдвиговом регистре D2.
Вболее сложных схемах умножителей частоты вводятся делители между опорным генератором и фазовым компаратором. Это позволяет реализовывать дробные коэффициенты умножения частоты.
157
2.3.9. Усилители промежуточной частоты
При обсуждении структурных схем радиоприемных устройств мы выяснили, что возможно построение супергетеродина с одним двумя и даже тремя преобразованиями частоты. Требования к усилителю промежуточной частоты существенно отличается в зависимости от вида принимаемого сигнала, а также от того, в каком месте структурной схемы относительно фильтра основной избирательности он расположен.
Так, при приеме полезного сигнала с цифровой модуляцией с постоянной амплитудой усилитель промежуточной частоты, обеспечивающий основное усиление, может быть выполнен в виде усилителя-ограничителя. Подобное решение позволяет избавиться от блока автоматической регулировки усиления (АРУ) и, тем самым, упростить схемотехническое решение радиоприемного устройства в целом. Естественно, что подавление сигналов соседних каналов должно быть выполнено до усилителя-ограничителя.
Прием сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией, таких как BPSK, QPSK, 8-PSK или QAM, должен осуществляться линейным усилителем промежуточной частоты. В этом случае для того, чтобы обеспечить прием во всем диапазоне допустимых уровней полезного сигнала требуется автоматическая регулировка усиления (АРУ).
Всупергетеродинных приемниках с несколькими преобразованиями частоты усилители промежуточной частоты, расположенные до фильтра основной избирательности обязательно должны обладать повышенной линейностью для того, чтобы избежать образования побочных каналов приема. Кроме того, мощная помеха, расположенная за пределами полосы пропускания фильтра основной избирательности, в линейном усилителе не может вызвать интермодуляционные искажения.
Внастоящее время подавление частотных составляющих соседнего канала стараются осуществить до тракта основного усиления. Это позволяет избежать возникновения нелинейных явлений, которые приводят к уменьшению динамического диапазона приемника, блокированию полезного сигнала и возникновению паразитных каналов приема.
Учитывая, какое важное значение имеет фильтр основной избирательности
втракте радиоприемника, начнем обзор принципиальных схем усилителей промежуточной частоты с обсуждения схемотехнических решений принципиальных схем этих фильтров.
2.3.10. Фильтры основной избирательности
Как уже обсуждалось ранее, избирательность приемника по соседнему каналу обеспечивается фильтром основной избирательности. Этот фильтр представляет собой полосовой фильтр с заданными параметрами. Требования к фильтру основной избирательности обсуждались в предыдущих главах.
Полосовой фильтр может быть реализован различными техническими средствами. Это могут быть активные RC фильтры, фильтры на переключае-
158
мых конденсаторах, LC фильтры, электромеханические фильтры, кварцевые фильтры или фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтры).
При расчете фильтра основной избирательности применяются обычные методы расчета полосового фильтра. Это означает, что фильтры могут быть построены с различными видами аппроксимации амплитудно-частотных характеристик. Учитывая, что при построении радиоприемного устройства очень важно обеспечить подавление мешающих сигналов, далеко отстроенных по частоте от частоты полезного сигнала, чаще всего применяется аппроксимация ампли- тудно-частотных характеристик по Баттерворту и Чебышеву.
2.3.11. Пьезокерамические фильтры
Пьезокерамические фильтры обычно используются для реализации полосовых фильтров промежуточной частоты 455 или 465 кГц. Эти частоты наилучшим образом подходят для реализации супергетеродинных приемников. Название "дискретные" означает, что эти фильтры составлены из отдельных пьезокерамических резонаторов. Частоты 400 ... 500 кГц, оказались наиболее удобными для изготовления дешёвых, технологичных пьезокерамических фильтров. Их размеры оказались в десятки раз меньше, чем у LC фильтров сосредоточенной избирательности, а процесс изготовления более технологическим. При этом стоимость пьезокерамического фильтра значительно ниже стоимости кварцевого фильтра.
Пьезокерамические резонаторы, из которых строится фильтр, обычно выполняют в форме диска диаметром 5 ... 6 мм или квадрата со стороной около 5 мм. Характеристики фильтра полностью определяются от параметрами и количеством резонаторов. Внешний вид пьезоэлектрического резонатора не отличается от внешнего вида кварцевого резонатора, так как их принцип работы не отличается.
Рисунок 2.129. Внешний вид пьезоэлектрических резонаторов
Пьезокерамические фильтры, выпускаемые промышленностью, обычно выполняют по лестничной схеме. Эта схема наиболее просто и дёшево реализуется конструктивно. На рисунке 2.130 приведена схема двухзвенного лестничного пьезокерамического фильтра.
159
Рисунок 2.130. Принципиальная схема лестничного фильтра
При этом у резонаторов Z1 и Z3 используется частота последовательного резонанса, а у Z2 и Z4 – параллельного. Эквивалентная схема фильтра, приведенного на рисунке 2.130, показана на рисунке 2.131.
Рисунок 2.131. Эквивалентная схема пьезокерамического фильтра
Таким образом данная схема фильтра обеспечивает наличие четырех полюсов амплитудно-частотной характеристики. Параллельные резонансы у резонаторов Z1, Z3 и последовательные резонансы резонаторов Z2, Z4 будут определять частоты нулей АЧХ. Степень связи между резонаторами будет определять вид амплитудно-частотной характеристики (Чебышева второго рода или Золотарева-Кауэра). Типовая амплитудно-частотная характеристика пьезокерамического фильтра ФП1П1-61-04-Х отечественного производства приведена на рисунке 2.132.
Рисунок 2.132. Амплитудно-частотная характеристика фильтра ФП1П1-61-04-Х
160