книги / Применение аналоговых микросхем

следовательно включенными переходами БК —Э. Температурный коэффициент напряжения в этом случае находится, как правило, в диапазоне 1,5 ...2 мВ/°С для одного перехода БК — Э. Более низкое значение температурного коэффициента (±1 мВ/°С) до­ стигают с помощью двух встречно включенных переходов, как показано на рис. 1.17,6. Один диод находится в прямом включе­ нии, а другой работает в режиме лавинного пробоя. Температур­ ные коэффициенты обоих диодов частично компенсируются.

1.3.4.ИНТЕГРАЛЬНЫЕ РЕЗИСТОРЫ

ВАИС обычно используются два вида резисторов: диффузи­ онные и полученные ионным легированием.

Диффузионные резисторы. Эти резисторы строятся на основе

базового слоя транзистора, оснащенного двумя			выводами
(рис. 1.18). Длина и ширина слоя	ограничены,	вследствие чего
максимальное значение сопротивления обычно		не	превышает
20 кОм. Это значение можно в 2 ...3	раза увеличить при исполь­

зовании зигзагообразной конфигурации (рис. 1.19). Температур­ ный коэффициент диффузионных резисторов чаще всего находит­ ся в диапазоне 0,15...0,30% /°С. Разброс сопротивлений лежит в пределах ± (1 5 ...2 0 )% . Соотношение сопротивлений резисторов, расположенных на одном кристалле, имеет разброс, равный ±3% , а разность между их температурными коэффициентами не превышает ±0,01 %/°С. Большие значения сопротивлений можно получить с помощью так называемых пинч-резисторов. Они вы­ полнены на основе слабо легированного слоя р:типа, поперечное сечение которого уменьшено с помощью последующей диффузии

Рис. 1.18. Структура диффузион-	Рис. 1.19.	Структура диффузионного
ного резистора	резистора	зигзагообразной конфигу­
		рации

	ш — l	л+-типа,	что		позволяет		созда­
n i		вать резисторы			с	сопротивлени­
	Ч	ями до	300	кОм.
г
		Для	создания			резисторов с
/7^(ипппаптиробаннтУ		сопротивлениями до 100 Ом ис­
		пользуется эмиттерный слой /г+-
		типа, у	которого			сопротивление
чУЧУ^ № ^\ЧЧ\ЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧЧ\^		слоя на квадрат площади обыч­
г ^	-	но равно 2		10 Ом. Минималь­
/р (диффузионный) р (итишнтированный)		но достижимое			значение		сопро­
		тивления 3 Ом, а температурный
		коэффициент этого				типа	резисто­
Рис. 1.20. Структура ионно-легирован­		ров 0,01		0,2%/°С.			рези­
		Ионно-легированные
ного резистора		сторы. Технология				ионно-легиро­

ванных резисторов дает возможность получать резисторы с со­ противлением до 10 МОм, так как удельное сопротивление в этом случае достигает 20 кОм. Такие резистивные слои изготавливают с помощью локальной ионной имплантации примесей. Структура ионно-легированного резистора показана на рис. 1.20. Она ана­

логична структуре		диффузионного		резистора,			но	толщина		слоя
не превышает 0,3		мкм, а концентрация				примесей			может	быть
очень низкой. Температурный коэффициент							ионно-легированных
резисторов	хуже,	чем	диффузионных,		и	находится			в диапазоне
3 ...5% /°С ,	а разброс		значений	сопротивления				не	превышает
±10% . При использовании резисторов обоих типов									необходимо
учитывать,	что на	их	динамические		характеристики				оказывает

влияние паразитная емкость относительно подложки. Поэтому их эквивалентная принципиальная схема имеет вид распределенной /?С-цепи.

1.3.5.ИНТЕГРАЛЬНЫЕ КОНДЕНСАТОРЫ

Вполупроводниковых ИС обычно применяют два вида кон­ денсаторов: на основе р-п перехода и на основе структуры ме­ талл — диэлектрик — полупроводник.

Структура конденсатора на основе р-п перехода показана на рис. 1.21. Если пренебречь паразитными емкостями боковых сте­ нок, то емкость конденсатора определяется соотношением

	Coi (и9 Ь) = (0,2... 0,25) COISK,
где	Coi — удельная емкость,	Ф/мм2;		5К— площадь		кристалла,
занятая конденсатором. При		типовой		площади кристалла				2 ...
...9	мм2 и Coi = 150 пФ/мм2 максимально				достижимая		емкость
находится в диапазоне 50...200 пФ. При					использовании эмит-
терно-базового р-п перехода		эта	емкость		увеличивается		в	5 ...
7	раз из-за большей удельной		емкости		перехода	(табл.		1.3).

Тип конденсатора	Со»	^шах»	Разброс,	ткс.	^тах’	Q (1 МГц)
	пФ/мм1	пФ	%	%/°с	в
Переход Б—К	150	300	± 2 0	— 0 ,1	50	50. ..1 0 0
Переход Б—Э	1000	1200	+ 2 0	—о д	7	!....2 0
Конденсатор на базе полево­	300	500	±25	0 ,0 2	20	200
го транзистора с изолирован­
ным затвором

Используемый в качестве конденсатора р-п переход должен быть закрыт приложенным к нему постоянным напряжением. От этого напряжения зависит емкость конденсатора, который вследствие этого можно считать нелинейным, т. е. конденсатором с электрически регулируемой емкостью. Это свойство конденсато­ ров на основе р-п перехода может быть использовано в радио­ приемниках, параметрических усилителях, умножителях частоты и др. При изменении напряжения на переходе от 1 до 10 В ем­ кость изменяется в 2 ... 2,5 раза.

Важным параметром каждого конденсатора является доброт­

ность на	высокой частоте		Q = X c/rs, где Хс— сопротивление кон­
денсатора	в зависимости		от	рабочей частоты;	rs— постоянная
составляющая		сопротивления,		определяемая током утечки кон­
денсатора. В		частотном диапазоне, где значение			добротности Q

Рис. 1.21. Структура диффузионного	Рис.	1.22. Структура		конденсатора,
конденсатора	изготовленного по		технологии поле­
	вого	транзистора	с	изолированным
		затвором

находится в пределах 50...100, можно считать конденсатор на основе р-п перехода идеальным элементом. Этот частотный диа­ пазон в реальных схемах равён 500 Гц ...500 кГц. Следует учи­ тывать, что между нижним слоем п+-типа и подложкой р-типа (см. рис. 1.21) действует паразитная емкость Сп. Вместе с полез­ ной емкостью Ск эта паразитная емкость образует емкостный независимый от частоты делитель напряжения с коэффициентом передачи K p=U BbLX/UBX= C K/ (Сн+Сп). Поскольку обычно С „=

= (0,15 ...0 , 2 ) Ск, то К р = — ( 0 , 8 . . . 0 , 9 ) .

Конденсатор, использующий структуру металл — диэлект­ рик-полупроводник, показан на рис. 1.22. На эмиттерный слой /г+-типа, представляющий собой нижнюю поверхность конденса­

тора, наносят тонкий слой диэлектрика — окись				кремния S i02.
Вторая	пластинка	конденсатора	образована слоем алюминия.
Типовое	значение	удельной	емкости такого	конденсатора

350 пФ/мм2 в 2 раза выше, чем у конденсатора на основе р-n пе­ рехода (см. табл. 1.3). Основное достоинство этих конденсаторов в том, что они аналогичны обычным конденсаторам и могут рабо­ тать при разных полярностях напряжения на. выводах. Однако и этот конденсатор имеет нелинейную зависмиость емкости от на­ пряжения вследствие использования слоя п+-типа. Технология изготовления таких конденсаторов также совместима с базовой технологией, используемой при производстве АИС.

1.3.6.ПЛЕНОЧНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ

ВАИС пленочная технология обычно используется для изго­

товления пассивных элементов — резисторов и конденсаторов. Изготавливают их обычно на основе диэлектрика, поэтому отпа­ дает необходимость решения проблем изоляции и паразитных взаимосвязей. Структура и топология пленочного резистора, по­ казанные на рис. 1.23, и резистора на основе р-п перехода анало­ гичны. Удельное сопротивление слоя зависит от его толщины и от материала, из которого он изготовлен. В табл. 1.4 приведены ти­ повые значения параметров толсто- и тонкопленочных резисторов.

Т а б л и ц а	1.4. Типовые	параметры	пленочных резисторов
			М атериал
Параметр		Та	N f - C r	SnOa
Сопротивление слоя,	Ом/квадрат	До 5000	До 400	До 4000
ткс, ю -в/°с		100	100	0 (при подгон­
Разброс. %:				ке) .. . 1500
абсолютный		4 5	4-5	± 8
относительный		± 1	± 1	± 2

VTTt PZa -------	ГТТТЪттх
Подложка
Рис. 1.23. Структура	пленочного ре­	Рис. 1.24. Структура пленочного кон­
зистора		денсатора:

1 *—нижний электрод; 2 — диэлектрик; 3 — верхний электрод

Из таблицы можно сделать следующие выводы: с помощью тонкопленочной технологии можно достичь больших сопротивле­ ний резисторов по сравнению с полупроводниковым резистором и меньших значений ТКС.

Для этих резисторов применяется подгонка сопротивлений по­ средством электрохимического травления или лазерным лучом. В последнее время используется чаще электрохимическое травле­ ние, которое дает возможность изменять сопротивления в диапа­ зоне ±30% .

Т а б л и ц а 1.5. Типовые параметры пленочных конденсаторов

Тип конденсатора		С0, пФ/мм2	с тзх< пф	Разброс,	ткс. %/°С	Q (10 МГц)
				%
Тонкопленочиый:				±15	0,25	200
Si02		60	1500
Al2Og		1500	4 -104	±15	0,03	30
Ta2Os		4000	10б	±15	0 ,0 2	30
Толстопленочный		__	10*1	± 2 0	±0,05	—
					±0,15
Конденсатор па	базе полево­	350	200	± 2 0	0,02	10
го транзистора	с изолирован­
ным затвором

	Структура и топология			пленочного
	конденсатора показаны на рис. 1.24.
	Значение	удельной	емкости		такого
	конденсатора зависит от диэлектриче-
	ской постоянной и толщины ди­
	электрика, которая у тонких пленок
	достигает 0,1 ... 0,2 мкм, а у толстых
	10 ... 20 мкм. У тонкопленочных кон­
	денсаторов максимально			достижимое
	значение	удельной	емкости конденса­
	тора не	пропорционально		диэлектрик
	ческой постоянной материала, так как
Рис. 1.25. Структура пленочной	толщина слоя зависит и от требуемо­
	го напряжения пробоя. Для				пленоч-
индуктивности	ных конденсаторов		характерно увели­
	чение потерь при повышении				частоты.

Потери из-за тока утечки у них ниже, чем у конденсаторов на основе р-п перехода, так как поверхности обкладок изготовлены из металлов и поэтому имеют хорошую проводимость. В табл. 1.5 приведены типовые параметры пленочных конденсаторов, а также конденсаторов, произведенных на основе технологии полевого транзистора с изолированным затвором. Пленочные конденсаторы по всем параметрам превосходят МДП-конденсаторы.

Пленочная технология единственная, которая дает возмож­ ность реализовать индуктивность в виде планарной спирали (рис. 1.25). Материалом служит чаще всего золото. Ширина про­

водящей	полосы находится в диапазоне 3 0 ...50 мкм, а зазора
5 0 ... 100	мкм. Удельная индуктивность в этом случае может до­

стигать 20 нГн/мм2, и, следовательно, на площади 25 мм2 можно получить индуктивность в пределах 250... .500 нГн. Благодаря низким потерям в области высоких частот добротность таких ин­ дуктивностей Q= 50 на частоте 100 МГц и с увеличением частоты еще более возрастает. Поэтому пленочные индуктивности особен­ но эффективны на сверхвысоких частотах (3 ...5 ГГц). В послед­ нее время в пленочных ИС предпринимаются попытки реализо­ вать микротрансформаторы, в которых достигаются еще большие значения индуктивности.

1.4. ТИПОВЫЕ КАСКАДЫ АНАЛОГОВЫХ МИКРОСХЕМ

При проектировании АИС необходимо учи­ тывать возможности технологии производства микросхем. У полупроводниковых ИС ограничены значения сопротивлений и

26

емкостей и отсутствует возможность	получения индуктивности.
В -этом параграфе описаны типовые	каскады АИС, из которых

построены их принципиальные схемы средней степени интеграции.

1.4.1. ПРОСТЕЙШИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ

Включение биполярного транзистора по схеме с общим эмит­ тером приведено на рис. 1.26. Напряжение на выходе определя­ ется С/., и сопротивлением резисторов. Коэффициент усиления такого каскада находится из приближенного выражения

Ки « t/Mx/£/„ « -		R M	+ Яг/Аяэ),
где А21э— коэффициент передачи		тока.	Для	работы	транзистора в
активном режиме необходимо	следить,		чтобы С/Вых>		+ иЭв> где
USB— падение напряжения на	эмиттерно-базовом переходе. Ток, про­
текающий через транзистор, определяется из выражения / к =						(£/вх—
—USB)/R9- Этот ток определяет входной ток / вх=/к/А21э- Напряжение
USB связано с током /ц соотношением t/зв = ?т^п (^к//ко), где						/ко—
обратный ток эмиттерно-базового перехода.				Для полностью		откры­

того перехода база-эмиттер значение логарифма достаточно велико, так как ток / ко весьма мал по абсолютной величине. Пороговое нап­ ряжение открывания кремниевого р-п перехода является характерной величиной и составляет для больших токов / к примеоно 0,7 В при

20°С.

Входное сопротивление транзисторного каскада на рис. 1.26 мож­

но рассчитать по формуле RBK^ R r + (l + Аяэ)	гДе гэ= <Рт/4х 0 +
-f ^21э)- Следовательно, /?вх *&Rr + <рт/ / вх = Rv + <рЛ 1э// к* Таким об­

разом, входное сопротивление транзисторного усилительного кас­ када прямо пропорционально температуре и обратно пропорцио­

нально	току /к через транзистор (фт«7 /1 1		600, где Г, К). Если
измерить Явх, то его значение оказывается			при малых / к обычно
в 1,5...	2 раза меньше расчетного. Поэтому часто в формуле со­
держится		множитель Af= 1 ... 2, учитывающий уменьшение А21э
при токах		порядка 10 мкА. Значения же	А21э в справочниках

обычно приводят при значительно больших токах.

Выходное сопротивление транзисторного усилителя, включен­

ного по схеме с общим эмиттером,	определяется из выражения
#вых=Як11гк, где г«— сопротивление	обратносмещениого перехо­
да коллектор — база.

Частотные характеристики схемы при малых токах /к опреде­ ляются параметрами входной и выходной цепей. Особенность со­ стоит в уменьшении произведения коэффициента усиления на полосу пропускания, которое прямо пропорционально току /к.

На рис. 1.27,а показано включение полевого транзистора по схеме с общим истоком. Транзистор может работать в двух ре­ жимах: линейном и режиме насыщения. В линейном режиме ток

Рис.	1.26.	Схема усили­	Рис.	1.27. Схема		усилителя на полевом
теля на		п-р-п транзи­			транзисторе:
		сторе	а — с	резисторной нагрузкой; б — с			активней
					нагрузкой
стока возрастает пропорционально с ростом						напряжения между
стоком	и истоком, сохраняя		постоянным		напряжение		затвор —
исток,	что	свидетельствует о	постоянном		сопротивлении		канала.
В режиме насыщения ток Iс практически не зависит от напряже­
ния сток — исток, а зависит			только от		напряжения затвор — ис­

ток, т. е. от поперечного сечения канала вблизи стока. В линей­

ном	режиме	работы каскада ток через транзистор определяется
из	выражения		/с = /с н = (1— С/зи/£/отс)2,		где	/сн — ток стока
насыщения;		t/зи— напряжение		затвор — исток;		Uотс напряже­
ние	отсечки	канала, при котором		ток стока	с определенной точ­

ностью можно считать равным нулю. Предполагая, что r3ll^>Ru и Геи^Ли, можно воспользоваться следующим упрощенным выра­

жением для	расчета коэффициента усиления такого			каскада:
K 'u= SR c/(l+ SR 11),		где S — крутизна	характеристики	полевого
транзистора;	гси и	гзи— сопротивления	переходов сток — исток

и затвор — исток соответственно. Частотные свойства этого кас­ када, как и предыдущего, принято характеризовать произведени­ ем коэффициента усиления на полосу пропускания, которое на­ зывают в этом случае добротностью каскада.

На рис. 1.27,6 показано включение полевого			транзистора по
схеме	с общим истоком	и активной нагрузкой,	представленной
транзистором VT2. Действующее сопротивление нагрузки в цепи
стока	транзистора VT1	равно: Яд=бШ к2/£//к2=	1 /S2, где S2—
крутизна передаточной		характеристики транзистора VT2. Значе­

ние Киг такого каскада определяется отношением Si/S2, из чего

следует, что SI/S2=1/7I//2, т. е. Ки' определяется длинами lu U
каналов транзисторов VT1, VT2. При одинаковых длинах каналов
Ки'	прямо пропорционально ширине W\ и W2 каналов транзисто­
ров	VT1 и VT2. Реально достижимые соотношения между значе­

ниями ширины каналов полевых транзисторов лежат в диапазоне

50. .400, а	это означает, что коэффициент усиления Ки' —
= y w }lW2=	7 . . . 20.

э

Рнс. 1.28. Схема Дарлингтона	Рис. 1.29. Схема составного компле­
	ментарного транзистора

В АИС часто применяется схема Дарлингтона или составное включение двух транзисторов (рис. 1.28). Эту схему отличает значительно большее усиление по току по сравнению с усилени­ ем в схеме с одним транзистором. Характеристики по постоянно­ му току определяются следующими соотношениями при отсутст­ вии резистора R :

1 э 2 — IБ 2 ^ 2 \Э = /*21Э Й2|Э / Б1*» / К == Й21Э / Б1 + Й21Э / Б2,

/. //

где «21Э, «21э — коэффициенты усиления по постоянному току. Пред­ полагая /к ^ ^ 3 2 и подставляя /б2 из первого уравнения во второе, получаем результирующее значение коэффициента усиления по* току

Й21Эр = Й21Э + йдэ + йиэййэ» Амэйиэ* Теоретически Л21Эр При исполь­ зовании обычных транзисторов, имеющих А21э ^ 100, достигает по­ рядка 104. Реально достижимые значения к2\э все-таки не так высоки. Надо учесть, что первый из пары транзисторов работает в микроре­

жиме, и поэтому А21э оказывается существенно меньше Л21з- Вследствие этого практически реализуемые значения Л21Эр ке превышают нескольких тысяч. Для выравнивания значений токов 1Э\ и / 52 па­ раллельно эмиттернс-базовому переходу транзистора VT2 подключают резистор R. В этом случае можно установить 1э\'Э>1ъ2 и, следова­ тельно, коллекторные токи обоих транзисторов сделать почти одина­ ковыми. Но тогда й21эр уменьшится и достигнет своего минимума,

равного 2Л21э- На рис. 1.29 приведено комплементарное включение составных

транзисторов. Направления результирующих токов соответствуют

р-я-р транзистору. Результирующий коэффициент	усиления	по
току й21Эр = Й213 +Й 21ЭЙ21Э и практически совпадает с	Л2j3p	со­

ставного транзистора на одинаковых транзисторах. Известно, что с точки зрения усиления по току транзисторы р-я-р типа уступа­ ют транзисторам я-р-я типа. Использование р-я-р транзистора, обеспечиваемого этой структурой, имеет то преимущество, что здесь его коэффициент усиления по току превышает коэффициент

усиления по току одного п-р-п транзистора. На месте VT1 можно даже использовать р-п-р транзистор с небольшим коэффициентом усиления по току. Быстродействие схемы определяется свойства­ ми р-п-р транзисторов и поэтому хуже, чем у п-р-п транзисторов.

1.4.2. КАСКАДЫ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Каскады дифференциальных усилителей являются основой АИС благодаря превосходству их характеристик перед рассмот­ ренными выше простейшими усилителями. Дифференциальные каскады обладают большим усилением по напряжению дифферен­ циального сигнала, приложенного к их входам. И наоборот, уси­ ление сигнала, одинакового на обоих входах (синфазного сигна­ ла), невелико. Это означает, что такой каскад устойчив к поме­ хам, совпадающим по амплитуде и фазе.

Базовая принципиальная схема каскада дана на рис. 1.30. У идеального каскада дифференциального усилителя предполага­ ем идентичными по параметрам элементы в обоих его плечах. Ес­ ли подать на вход дифференциальное напряжение UBXд, то оно поделится пополам между соответствующими входами и общей точкой схемы, в которой соединены резисторы R3. Приложенные одновременно ко входам напряжения имеют противоположную полярность, поэтому точку соединения резисторов Ra можно счи­ тать заземленной по переменному току.

Дифференциальный усилитель характеризуется коэффициен­ том усиления дифференциального и синфазного сигналов. Диф­ ференциальное выходное напряжения UBыхд=Н„ых1—и вых2= = (иВхл12 )Ки1— (ивхд/2 )Ки2, где Km и Киг — коэффициенты уси­

ления по напряжению в левом и правом			плечах каскада. Когда
транзисторы идентичны, то Ku\=Kuz, и коэффициент				усиления
дифференциального	сигнала Kua=Kui =		UBblxд/ UBXд.	Следова­
тельно, усиление по	напряжению	дифференциального		каскада
равно усилению по напряжению		одного	транзистора	этого кас­

када.	выразить	с помощью физических парамет­
Если усиление Kui
ров транзистора, для	дифференциального усилителя получаем
отношение
Km — this RKI[R3 + гэ +		(1 — Агш) (Яг + гб)1>

где гэ— сопротивление эмиттера, транзистора; гб — сопротивление базы транзистора; А2ш — коэффициент усиления по току тран­ зистора в схеме с общей базой. Как показано ниже, при идентич­ ных плечах и одинаковых изменениях напряжения на входах не наблюдается разбаланса значений Кии Kuz и Чвыхд и нет необ­ ходимости стабилизировать усиление отдельных каскадов с по­ мощью эмиттерных сопротивлений Ra. Поэтому в ИС, в которых

зо