книги / Цифровые устройства селекции движущихся целей

предшествующем периоде зондирования и в текущем зондировании через регистры числа У и 2, одновременно поступают на цифровое вы­ читающее устройство ЦВУ, которое обеспечивает компенсацию поме­ хи. Таким образом, в ОЗУ осуществляется задержка на период повторения, так как Т.1Ш= Тяпк = ТЛТ„/т„ = Г„ .

При использовании ЭВМ общего назначения для реализации ЦРФ имеется возможность применения более гибких алгоритмов работы фильтра, однако при этом не всегда обеспечивается требуемое быстро­ действие для обработки сигналов в реальном масштабе времени.

При использовании для технической реализации ЦРФ микроЭВМ или ЭВМ общего назначения проектирование фильтра сводится к про­ граммированию алгоритма его функционирования. Если же при этом не выполняются требования к быстродействию, то возникает необходи­ мость разработки спецпроцессора для выполнения операций алгоритмов цифровой обработки сигналов. Для решения этой задачи предпочти­ тельно использовать микропроцессорные комплекты (МПК), что позво­ ляет повысить быстродействие, снизить массогабаритные характери­ стики и потребляемую мощность. Наибольшее предпочтение при по­ строении ЦРФ следует отдать МПК, для которых разработаны структурные и функциональные схемы микропроцессорных цифровых фильтров и про­ граммы, реализующие алгоритмы работы этих фильтров [5].

Структурная схема микропроцессорной реализации ЦРФ в общем виде представляет собой микропроцессорное устройство (МПУ), пред­ ставленное на рис.1.11, которое обеспечивает программную реализацию вычислений в соответствии с алгоритмом функционирования рекурсив­ ного фильтра

мN

л= Х ал - ' - Х 6 л -'- /=0 /=1

Вычисления, предписанные этим алгоритмом, выполняются в микропроцессоре МП.

МП							Ш ина
							адреса
^ -------							>Ш ина
J	i:in	I г	'i?	i	и	:	данных
							Ш ина
					ш		унранл.
геи	У У	О З У
			П З У	У Вв	У В вы в

т г

Рис.1 Л1

21

В ПЗУ хранится программа расчетов и значения коэффициентов фильтра {(ijybf}, в ОЗУ - результаты промежуточных вычислений. Уст­

ройства ввода УВв и вывода УВыв обеспечивают информационный об­ мен в МПУ между источниками и потребителями информации. Устрой­ ство управления УУ позволяет осуществлять перестройку характери­ стик ЦРФ за счет изменений коэффициентов фильтра. Это дает возмож­ ность реализовать адаптивные принципы построения фильтра, о чем уже говорилось ранее.

При использовании МПУ для реализации ЦРФ основные пробле­ мы связаны с обеспечением требуемой разрядности и быстродействием процессора.

С целью повышения быстродействия необходимо применить по­ точную обработку вычислительного процесса и структурное распарал­ леливание обработки сигналов.

Для реализации ОЗУ и ПЗУ с использованием современных мик­ росхем требуется сравнительно небольшое число корпусов, и поэтому схемная реализация ЦРФ имеет вполне приемлемые габариты.

1.6. Оценка эффективности системы СДЦ

Качество цифровой системы СДЦ может быть оценено по эффективно­ сти подавления помехи с помощью режекторных фильтров. С этой це­ лью определяется коэффициент подавления помехи

Рп	а\	(1.32)
К = IOlg—	= lOlg-—2- [дБ],
Рп	а„
"оых	"них

где а*ш и - мощность помехи на входе и выходе цифровой сис­

темы СДЦ, соответственно.

Мощность помехи на выходе режекторного фильтра можно опре­ делить в виде

< их= — J H2^ T n)Sn((oTa)dco.	(1.33)
‘*lrn

Таким образом, для определения мощности помехи на выходе ре­ жекторного фильтра необходимо воспользоваться аппроксимацией энергетического спектра помехи в соответствии с (1.3) и (1.5), а также определить квадрат модуля АЧХ фильтра.

Мощность помехи на выходе ЦРФ можно определить также, если известны отсчеты импульсной характеристики фильтра.

22

Напряжение на выходе ЦРФ представим в виде дискретной свертки:

и(кТп) = ^ и [ ( к - 1)Гп],	(1.34)
/=0
где ^ - отсчеты импульсной характеристики фильтра.
Возводя в квадрат и усредняя соотношение (1.34), получаем
< „ = t/2( ^ ) = |x v K * - o 7 ; I] | = < и ХХ рк«--у)7’и]Л(«ти)лоти).
11=0	/'=() 7=0
	(1.35)
где р(/ - у) - коэффициенты междупериодной корреляции помехи.
Подставляя (1.35) в (1.32), имеем
1	(1.36)
К = -
II
pl(i-j)Tn]h(iTn)h(JT„)
i=U j=0
Определим коэффициент подавления	Кп для однократной систе­

мы ЧПК-1. Остатки вычитания помехи на выходе ЧПК-1

^вых (0 ■” 1/вх (0 ““^их			~~ )
Мощность остатков вычитания помехи
РПма =“L		(0 = К	-2
			{‘) - u n {t-T n)] =2P„n -2 и их (t)ubX( t- T n) =
	= 2РПм-2Л(Гп) = 2[Рп>х-Л(7’„)],
откуда
^	= 2[1-р(Гм)],
'"их
где
Л(Т , =		=
"	Л(0) ’ РПя
- коэффициент междупериодной корреляции помехи.
Следовательно,
К„ =-		1	• = 0,5[1-р(7'п)]'1
п‘	Р„шх	2[\-р(Ти)}

Для двухкратной системы ЧПК-2 К„г =0,5[3-4р(7’п) + р(27’п)]'1 где р(2Тп) = R(2T„)/R(0).

23

При использовании коэффициента подавления для оценки эффек­ тивности системы СДЦ не учитывается прохождение полезного сигнала через режекторный фильтр. В этом состоит ограничение данной харак­ теристики. Более объективной характеристикой является коэффициент улучшения усредненного отношения сигнал /йомеха на выходе режекторного фильтра к этому отношению на его входе:

Ку{<*>Тп) =

Н 2(соТп).

(1.37)

Коэффициент улучшения показывает, во сколько раз увеличивает­ ся отношение сигнал / помеха на выходе ЦРФ по сравнению с этим от­ ношением на его входе. С учетом соотношения (1.37) имеем

К(шТ,) = — ------- ---------------------------

.

(,.38)

IXpW-j)T,MiT„)h(JT„)

1=0 j - 0

Коэффициент улучшения зависит от радиальной скорости цели, по­ этому целесообразно определить величину Ку, соответствующую средне­

му значению скоростной (амплитудно-частотной) характеристики: 2/г/Гп

Wcp=— J H\(0Tn)ci(0. (1.39)

О

С использованием теоремы о комплексной свертке последнее со­ отношение можно представить в виде

tfcp = 5 > .		(140)
i=0
где Л0,h[9...,hH- импульсная характеристика фильтра.
Импульсная характеристика режекторного фильтра определяется с
помощью следующих соотношений:
Ль =Тй- = !. Л1=«| - Ь К	hk = ak - Y ЬА, .,	(1.41)
°о	,=|

где ^,^,(/ = 0,1,2,..., п) - коэффициенты фильтра.

Для оценки эффективности системы СДЦ на практике использует­ ся также коэффициент подпомеховой видимости, с помощью которого можно определить пороговое отношение сигнал/помеха на входе сис­ темы СДЦ, обеспечивающее заданную вероятность правильного обна­ ружения D и ложной тревоги F :

24

^ *111» ^ Н„х /

у/*Упор '

( 1. 42)

При оценке эффективности цифровой системы СДЦ необходимо учитывать ошибки ЦРФ, к числу которых относятся шумы квантования, ошибки округления результатов перемножения и погрешности округле­ ния коэффициентов фильтра.

Шумы квантования на выходе фильтра могут быть определенны по формуле

tf«ux = — —		A ir	hf	(1.43)
	— <$ H{z)H(z')z'(lz= — Y
uux 12	2rci T	12	'

Шумы округления результатов перемножения, связанные с огра­ ниченной разрядной сеткой, можно рассчитать по формуле

2 АU~ г	.I	(1.44)
^ьых= — LgAl+ rt + lJ ,

где п - порядок фильтра; g = —— (£ H(z)H(z‘l)z:ldz.

, При округлении коэффициентов фильтра необходимо рассчитать АЧХ с учетом положения нулей и полюсов фильтра, определенных с помощью округленных значений коэффициентов фильтра.

1.7.Статистическое моделирование

ирасчет характеристик ЦРФ на ЭВМ

Вкачестве примера исследуется ЦРФ, реализованный на основе рекур­ сивного фильтра второго порядка (см. рис. 1.6).

Для анализа работы ЦРФ с помощью ЭВМ производится расчет и

построение АЧХ фильтра, определяется коэффициент подавления Кп,

оценивается влияние шумов квантования и округления на эффектив­ ность фильтра, а также влияние коэффициентов фильтра на его АЧХ и степень компенсации помехи. Методом статистического моделирования на ЭВМ исследуется влияние спектрально-корреляционных характери­ стик помехи на эффективность системы СДЦ [6].

Статистическое моделирование основано на методе статистиче­ ских испытаний (метод Монте-Карло) и состоит в том, что с помощью ЭВМ путем многократного повторения наблюдаемого процесса (корре­ лированной помехи) формируется его вероятностная модель с заданны­ ми спектрально-кореляционными свойствами. Полученная таким обра­ зом модель помехи преобразуется в соответствии с алгоритмом функ-

25

ционирования исследуемого фильтра, и результаты преобразования по­ мехи на выходе ЭВМ статистически обрабатываются и используются для оценки эффективности режекторного фильтра.

Характеристикой оценки эффективности режекторного фильтра служит коэффициент подавления помехи Кп, который и определяется в

	&	Пк	Щ	ок	Кп	результате моделирования.
						Структурная схема ста­
	ДСЧ	-* ПСЧ	■>АЦП ■» ЦРФ		CQ	тистического	моделирования
						а
						приведена рис. 1.12.
			рис | J2			Процесс	моделирования
						осуществляется в -следующей

последовательности. Для имитации случайного процесса используется датчик случайных чисел ДСЧ, который реализуется с помощью \стандартной программы случайных некоррелированных чисел с нормаль­

ным законом распределения, нулевым средним и единичной1йиЬпёрбией

2 ; .. , I ! ‘ ' I . » ' . - *

(°вх = 0 • Для формирования модели помехи с заданными спектрщтьно-

корреляццонными характеристиками используется преобразователь /слу­ чайных чисел ПСЧ, на выходе которого образуется последовательность коррелированных чисел щ , имитирующих помеху с различными корреля­

ционными свойствами. При расчетах используются следующие значения коэффициента междупериодной корреляции помехи р : 0,8; 0,9; 0,95; 0,99.

Последовательность коррелированных чисел поступает на АЦП. При нормальном распределении входных сигналов динамический диа­ пазон АЦП принимается равным 6ствх (где <7ВХ - среднеквадратическое отклонение напряжения помехи). Шаг квантования Аи определяется по формуле Аи = 6<7ВХ/ 2т, где т число разрядов АЦП.

При анализе влияния шумов квантования на эффективность режек­ торного фильтра использованы значения разрядности АЦП: т - 2,4,6,8,10. В соответствии с (1.42), в зависимости от выбранного числа разрядов т , при известном значении ствх определяется шаг квантования Aw , а следова­

тельно, и дисперсия шумов квантования ствх = Aw2 /12, которая в виде ад­

дитивной добавки учитывается на входе режекторного фильтра.

Сигналы с выхода АЦП поступают на ЦРФ, работа которого моде­ лируется с помощью алгоритма (1-24) и соответствует, рекурсивному фильтру второго порядка (см. рис 1.6).

При моделировании Исследуются рекурсивные фильтры второго по­ рядка, отличающиеся заданными значениями коэффициентов а[9а2 и

26

Сигналы с выхода ЦРФ, представляющие собой нескомпенсированные остатки коррелированной помехи, поступают на вычислитель коэффициента подавления помехи (ВКП), который определяет мощ­ ность помехи на выходе ЦРФ по формуле

	J М	( . N	\2
2	=± у и 2-	± Y t / .	(1.45)
Пшх	y y Z - f '	дг L a 1
	i=l	/=1

где N - объем выборки (число обрабатываемых значений помехи с вы­ хода ДСЧ); при расчетах N принято равным 200.

Расчет коэффициента подавления производился в соответствии с (1.29). При этом принято

Р„ /Р„		= \1о2 ,		а	а 2	Н’(о,1;)	-------- TVS—
‘/и*	,'|пых		вых		иых
находится по формуле (1.45).							jil V, ■S	\	'
	На	рис. 1.13		приведены
							Ш	\‘У
полученные			нормированные
							В
АЧХ	рекурсивных			режектор-				\
ных фильтров второго порядка,									х
рассчитанные для разных зна­									0)1 '
чений		коэффициентов			трех				2л
							Рис.1.13
фильтров.
	Оценка эффективности компенсации коррелированной								помехи с

помощью этих фильтров проведена методом статистического модели­ рования на ЭВМ, результаты которого представлены на рис. 1.14. На графике рис. 1.14,а приведены зависимости значений коэффициентов подавления Кп от коэффициентов междупериодной корреляции р , а

на графике рис. 1.14,6-зависимость коэффициентов подавления Кп от

числа разрядов аналого-цифрового преобразователя т .

Рис.1.14

27

Результаты моделирования подтверждают, что эффективность по­ давления помехи существенно зависит от коэффициента междупериодной корреляции, который характеризует спектрально-корреляционные свойства пассивной помехи. При росте коэффициента междупериодной корреляции происходит значительное увеличение коэффициента подав­ ления помехи для трех рассматриваемых фильтров.

Рост коэффициента подавления также достигается увеличением разрядности АЦП, что позволяет согласовать динамический диапазон входных сигналов и помех соответствующим выбором разрядности АЦП, который обеспечивается возможностями цифровых систем СДЦ.

Вследствие того, что АЧХ режекторного фильтра существенно за­ висит от выбора коэффициентов фильтра, необходимо оптимизировать их значения, обеспечивающие наибольшую эффективность подавления помехи. Однако при этом следует стремиться к равномерности АЧХ фильтра в динамическом диапазоне доплеровских частот для обеспече­ ния наилучших условий прохождения полезного сигнала через режекторный фильтр.

Необходимо также учитывать, что при увеличении порядка режек­ торного фильтра возрастает длительность переходного процесса, влия­ ние которого проявляется в снижении эффективности подавления поме­ хи при небольшом числе импульсов пачки ( п - 10.. .20).

Вопросы для самоконтроля

1.Какие методы селекции движущихся целей (СДЦ) используются при наличии пассивных помех?

2.В чем состоит междупериодная обработка сигналов в системах

СДЦ?

3.Какие требования предъявляются к параметрам АЦП в цифро­ вой системе СДЦ?

4.Чем определяются требования к амплитудно-частотной характе­ ристике (АЧХ) цифровых режекторных фильтров системы СДЦ?

5.Из каких условий выбирается коэффициент в обратной связи цифрового накопителя пачки?

6.Какая характеристика позволяет наиболее полно оценить эффек­ тивность системы СДЦ?

28

2.	ФИЛЬТРОВЫЕ СИСТЕМЫ СДЦ

ВКОГЕРЕНТНО-ИМПУЛЬСНЫХ РЛС

СКВАЗИНЕПРЕРЫВНЫМ РЕЖИМОМ ИЗЛУЧЕНИЯ СИГНАЛОВ

2.1.Построение фильтровой системы СДЦ

ирасчет параметров сигналов и доплеровских фильтров

Когерентно-импульсная РЛС, предназначенная для обнаружения и из­ мерения радиальной скорости целей, обычно работает с высокой часто­ той повторения зондирующих импульсов и малой скважностью, что соответствует квазинепрерывному излучению (КНИ) сигналов [1]. Из­ мерение скорости основано на оценке доплеровского смещения частоты сигналов, отраженных от движущихся целей. Поскольку частота Допле­ ра заранее неизвестна, это приводит к необходимости построения мно­ гоканальной фильтровой системы СДЦ.

При наличии коррелированных помех в канале обнаружения про­ изводится предварительная режекция помехи с помощью ЦРФ, которая позволяет ослабить влияние помехи при доплеровской фильтрации сиг­ налов. Структурная схема многоканальной цифровой системы СДЦ представлена на рис.2.1.

- *	Ф Д -----------------	J	А Ц П	■■ . - d	Ц Р Ф ---------	t>	| = »
							\ =	Ф
	----------------------		Г О Н			Ц С А		С В М
	Ф В
	i
- *	Ф Д -----------------	►	А Ц П	---------1>|	Ц р ф |-------------	^	=	Ф

Рис. 2.1

Схема содержит: фазовые детекторы ФД, фазовращатель ФВ на к /2 , генератор опорного напряжения ГОН, АЦП, ЦРФ, цифровой спектральный анализатор ЦСА, схему выбора максимума СВМ и вы­ ходной коммутатор ВК.

Обработка информации происходит в двух квадратурных каналах, и после представления аналоговых сигналов в цифровую форму с по­ мощью АЦП в цифровых режекторных фильтрах осуществляется по­ давление (режекция) помехи. Обычно в этих целях используются двукратные схемы ЧПК. Фильтровая система СДЦ представляет собой цифровой спектральный анализатор, осуществляющий анализ спектра сигналов в динамическом диапазоне доплеровских частот. Далее с по­

29

мощью схемы выбора максимума определяется канал, в котором про­ изошло превышение порога, и по номеру канала определяется скорость обнаруженной цели.

Определим параметры зондирующих сигналов и фильтровой сис­ темы когерентно-импульсной наземной обзорной РЛС обнаружения и измерения радиальной скорости.

Максимальное значение частоты Доплера находим с учетом задан­ ной максимальной радиальной составляющей скорости движения цели Уг1ШХ а также длины волны излучаемого сигнала X

f		-7 V	/X
J д max		А ,г гпш х,л *
Прицяв в качестве примера Krmax =750				м/с и X= 3 см , получим
Л так =50			кГц.
Используя полученное значение				/ л |пах , определим период повто­
рения	Тп и частоту повторения Fn зондирующих сигналов. В соответ­
ствии с теоремой отсчетов Котельникова имеем
т„ = 1/2/д пшх =10'5с = 10мкс,
откуда	Fn = \/Тп = 100 кГц. При длительности зондирующего сигнала

ти = КГ6 с определяем скважность Q = Ти/тн = 10.

Приведенные расчеты показывают, что требуется излучать сигнал с высокой частотой повторения Fu= 100 кГц и малой скважностью 0 = 10.

Определим теперь полосу пропускания доплеровского фильтра и число фильтров системы спектрального анализа сигналов.

Полоса пропускания доплеровского фильтра определяется време­ нем накопления пачки импульсных сигналов обзорной РЛС Т^=пТп .

Число импульсов в пачке обзорной РЛС с шириной диаграммы направ­

ленности антенны		<pQ5 =2	град и	угловой	скоростью обзора
Q0 =90 град/с,	п =	(р	Таким	образом,	полоса пропускания
		°- - ~ 2 • 103
доплеровского фильтра
^ф = 1 ^ ,= ^ Г = 50Гц,
	п1п
'а число доплеровских фильтров
А/ = Л т т	= 50_10^ = i03
Л/ф		50

30