книги / Электронные усилители

ризуется линейными искажениями в области низких и высоких частот. В импульсных усилителях искажения формы импульса определяются в области малых времен (характеризуются време­ нем нарастания и спада фронта импульса) и больших времен (характеризуются относительным спадом плоской вершины). В области больших времен (низких частот) искажения вызваны действием разделительных конденсаторов и согласующих транс­ форматоров; блокирующих элементов—конденсаторов в цепи эмиттера С э , катода С к и экранной сетки. Искажения в области высших частот проя.вляются в виде сдвига фаз и уменьшения уси­ ления, а в области малых времен — в виде запаздывания (задер­ жки) и искажения фронта импульса. Они возникают по следую­ щим причинам: наличие конструктивных емкостей электродов, ем­ костей переходов, нагрузки, выхода источника сигнала, паразит­ ной емкости и индуктивности. Искажения на высоких частотах

проявляются в спаде частотной характеристики на уровне		1l Y 2
и определяются постоянной времени фильтра	верхних	частот

т= ЯС.

Кспособам расширения частотной характеристики относятся: уменьшение емкости С; уменьшение сопротивления R.

В усилительных каскадах уменьшение сопротивления ^(а в дан­ ном случае это сопротивление нагрузки каскада) приводит к уменьшению коэффициента усиления. Уменьшение коэффициента усиления каскада и, следовательно, применение значительного ко­

личества каскадов при построении широкополосных	усилителей
требует искать другие методы расширения полосы	пропускания

усилителя при заданном коэффициенте усиления. В ламповых уси­ лителях расширение полосы усиливаемых частот достигается уменьшением анодных сопротивлений. В транзисторных усилите­ лях ограничение сопротивления коллектора уменьшает количест­ во усилительных параметров.

Для количественной оценки широкополосных каскадов при­ меняется понятие «площадь усиления каскада» (П): * n = /(y cp-frp,

где Киср— коэффициент усиления на средней частоте; f rp — верх­ няя граничная частота при допустимом частотном искажении

3дБ.

Кметодам увеличения площади усиления относятся: рацио­ нальный выбор усилительных элементов и способов их включения; •специальные схемотехнические решения; введение частотно-зави­ симой обратной связи.

Для оценки частотных свойств транзистора вводится понятие частоты единичного усиления fr , соответствующей частоте, на ко­ торой коэффициент усиления по току равен единице. Граничную частоту можно рассматривать как площадь усиления П г /Cj. Частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению оп­ ределяется частотой единичного усиления.

В табл. 7.1 приведены значения граничных частот усиления по напряжению, зависимых от граничной частоты по току, при раз­ личных сопротивлениях источника сигнала.

Таблица 7.1

Способ включения	Граничная частота усиления по напряжению при сопротивлении
	источника сигнала
транзистора
	высокоомном	низкоомном
Схема ОЭ	/гр/^21э	1 0 /гр /Л ги
Схема ОБ	10/rp/^2l3	/т
Схема ОК	10/rp/^2l3	/т

Рассмотрим влияние внутренних емкостей транзистора и ем­ кости монтажа на коэффициент усиления. Паразитные емкости в схеме (рис. 7.1) создают с сопротивлением источника сигнала фильтры нижних частот (см. главу 6 ), что приводит к потере час­ ти сигнала на конденсаторах и спаду частотной характеристики. На рис. 7.1 видно, что емкость С 6Э и сопротивление источника сигнала /?Нсх образуют фильтр нижних частот на входе; С кз, См,

С „совместно с /? '= # „ |[/?к	создают фильтр нижних частот на вы­
ходе усилителя. Емкость	С6к не подключена непосредственно к

«земле». Значение подводимого к обкладкам конденсатора нап­

ряжения	определяется суммой (£/вух		и UBX находятся в противо­
фазе)	UBb,x + UBX= UByi Ku03+ U B% —UBx			)i	т. 6 .	в
(1 + /Сс/оэ ) раз больше входного		напряжения. Следовательно,				и
емкость относительно общего провода равна С6к (1+ /(и					), что
значительно больше С 6э		коллектор — база		называется
Увеличение емкости перехода
эффектом Миллера. В схеме с общей			базой входной	и	выходной
сигналы сиифазны и суммарная входная емкость Свх = Сбэ —К. и						X

X Q 9.Существует несколько способов подавления эффекта Милле­ ра. Одним из таких способов является применение каскодных схем.

Последовательное включение каскадов по схеме ОЭ—ОБ на­ зывается каскодной схемой. Транзистор VT1 включен по схеме с ОЭ (рис. 7.2). Его коллекторный ток служит входным током для транзистора VT3, включенного по схеме с ОБ. Каскодная схема обладает рядом преимуществ. Транзистор VT1 работает в опти­ мальном режиме с точки зрения получить наименьшее время на­ растания фронта импульса, поскольку его нагрузкой является ма­ лое входное сопротивление базы транзистора VT2. Напряжение на базе транзистора VT2 задается с помощью дополнительного дели­ теля напряжения и закорачивается по переменному сигналу кон­ денсатором. Поскольку входное сопротивление транзистора VT2,

включенного	по	схеме с ОБ, # вх	+ r б1 (1— 2iei ) составляет
единицы ом,	то	коэффициент усиления по напряжению. К UVTI —

= —SR „ » — 1 и общий коэффициент усиления по напряжению оп­ ределяют по формуле

Л21эVT2	__	R K
V T 2 i6 V T 2		^нстТгб Г П + гэГ7\3 ’

где /6УГ2 = —--- ^Г7----- I Дк=Дк '^ н '(^к + ) •

r 6 V T 2 ~'r 3VT2

Коэффициент усиления каскада несколько выше, чем у схемы с

ОЭ.		эффекта		Миллера	достигается	получением
Устранение
К от г/*** Г Граничная			частота каскада		определяется	граничной
частотой	транзистора		VT2. Кроме того,		каскад по сравнению со
схемами	с ОЭ	имеет	на несколько порядков меньшую проводи­
мость обратной связи, что повышает устойчивость усилителей.
Использование каскодных				схем позволяет получить большое

выходное напряжение, которое ограничивается допустимым нап­

ряженном		VT2, включенного по схеме с ОБ.				Значение £/бктах			в
1,5 ... 2 раза выше, чем в схеме с ОЭ.
Подавление эффекта Миллера достигается применением несим­
метричного дифференциального каскада					(рис. 7.3). В каскаде пер­
вый транзистор VT1 включен по схеме					эмиттерного		повторителя;
при	этом	постоянный	потенциал	источника		питания	включен		на
коллектор,		что устраняет эффект		Миллера. Коэффициент				усиле­
ния по напряжению /С=0,5 SR„, что меньше, чем в предыдущей
схеме,	приблизительно		в 2 раза. Повысить			коэффициент		усиле­

ния возможно применением симметричной каскодной схемы (рис. 6.13).

Один из способов увеличить быстродействие каскодного усили­ теля— применение симметричной схемы со сложением токов (рис. 7.4). В приведенной схеме вместо транзистора по схеме с ОЭ использована пара транзисторов в каждом плече (VT1, VT3 и VT2, VT4), представляющая двухтактный усилитель с эмиттерной коррекцией. Для входного тока транзисторы каждой пары включены последовательно, а коллекторные цепи — параллельно, т. е. так, что синфазные выходные токи транзисторных пар скла­ дываются, коэффициент усиления удваивается. В результате мо­ дуль коэффициента передачи и граничная частота увеличиваются в 2 раза. Также уменьшаются входные токи, улучшаются фазовые характеристики усилителя. Применение указанной схемы позволяет

создать осциллограф с полосой	пропускания 250	350	МГц.
Рассмотрим схемотехнические	решения, позволяющие		введе­

нием частотно-зависимой отрицательной обратной связи компенси­ ровать линейные искажения.

В общем случае компенсация может осуществляться пассив­ ными элементами, при которой расширение граничной частоты достигается уменьшением коэффициента усиления на нижних и средних частотах. Применение обратной связи иа активных эле­ ментах обеспечивает увеличение коэффициента усиления на час­ тотах, прилегающих к граничным. К корректирующим цепям от­ носятся не только Цепи, предназначенные для расширения полосы

усиления частотной характеристики, но и для введения спада на верхних частотах (фильтр низких частот), на нижних частотах (фильтр высоких частот), подавления сигнала определенной час­ тоты (режекторный фильтр).

Наибольшее применение в усилительной технике находят ме­ тоды расширения рабочей полосы.

Рис. 7А

На рис. 7.о,а приведена принципиальная схема трехкаскадно­ го предварительного усилителя вольтметра ВЗ-ЗЗ, выполненного на транзисторах VT1, VT2, VT3. Транзисторы VT1, VT2 включены по схеме с ОЭ, транзистор VT3 — по схеме эмиттерного повторителя. Отрицательная обратная связь по напряжению с эмиттера тран­ зистора VT3 подается на эмиттер транзистора VT1. Распределение потенциалов в схеме при подаче на вход положительной полувол­ ны сигнала и направления токов приведены на рис. 7.5,а. Глубина

обратной связи определяется делителем					напряжения R3, R4 и R7.
С уменьшением значения R7 напряжение на эмиттере возрастает и
в соответствии		с выражением		Utvri	=UW T I	+ U SVTI	умень­
шается Ufovri		(при	LUVTI =const), т. e. с уменьшением R7 глу­
бина	обратной	связи	возрастает.	Частотно-зависимая			обратная
связь	создается	конденсатором С2У увеличение				емкости	которого

приводит к увеличению спада частотной характеристики каскада (рис. 7.5,6). "

В импульсных и широкополосных усилителях с граничной час­ тотой до сотен мегагерц для увеличения полосы пропускания

о

Выход

Рис. 7.5

области высоких частот и уменьшения искажений в области малых времен широко применяется высокочастотная коррекция индуктив­ ностью (рис. 7.6). При поступлении на вход каскада прямоуголь­ ного импульса начинает заряжаться выходная емкость, т. е. С0 = = Сбк (1 + ЛПэ) + С „+С м , что соответствует изменению выходного

напряжения	(рис. 7.6,в). По мере заряда емкости С0 зарядный ток
уменьшается и часть тока		протекает через сопротивление /?з. Из-за
уменьшения	тока заряда	уменьшается	скорость нарастания нап­
ряжения на	емкости, а следовательно,		и выходного напряжения.
С введением	индуктивности и уменьшением тока самоиндукция

стремится сохранить ток постоянным, что способствует более быст­ рому нарастанию напряжения на паразитной емкости. Так как ин-

дуктивность не может поддержать ток постоянным, то она лишь уменьшает долю тока, протекающего через сопротивление.

Схема замещения каскада приведена на рис. 7.6, о. Используя схему замещения, уменьшение искажений можно пояснить нали­ чием резонансного контура в цепи нагрузки.

Коррекцию ЛЧХ можно пояснить также следующим образом. В диапазоне низких и средних частот K u = S R H , так как Zn= R H С увеличением частоты начинается спад характеристики, вызван­ ный паразитной емкостью. Значение индуктивности рассчитывается

так,	чтобы	на частоте	f B сопротивление индуктивности	начало
увеличиваться. С увеличением Z H = R H + X L коэффициент				усиле­
ния	растет	и частотные	искажения компенсируются (рис. 7.6 ,г).

Искажения, возникающие при усилении импульсного сигнала (время нарастания сигнала и выброс напряжения), характеризу­ ются параметром а.

Для транзисторных каскадов a=(L/RK%)ХК , где Ак — коэф­ фициент, определяющий долю искажений, вносимых емкостью кол­ лектора Ск в искажение сигнала; т — постоянная времени цепи коллектор — база с учетом действия местной обратной связи.

Переходная характеристика может иметь апериодический (а<0,25), критический (а = 0,25) и колебательный (а>0,25) режи­

мы (рис. 7.6,в). В апериодическом режиме выброс отсутствует при наибольшем времени нарастания фронта импульса, в критическом режиме — при минимальном времени нарастания фронта импуль-- са. Колебательный режим характеризуется длительным временем установления стационарного процесса с минимальным временем нарастания фронта импульса.

К показателям качества относится импульсная добротность кас­ када D.

Для усилителей тока Di =Кг /тф, для усилителей напряжения Ду=^Су/Тф, где Тф— время нарастания фронта импульса, рав­

ное для различных режимов tul, i u2 , 1и3 (рис. 7.6,в). Очевидно, что чем больше усиление каскада и меньше линейные искажения, тем выше добротность и тем лучшего качества усилитель.

Понятие «добротность импульсного усилителя» является ана­ логом понятия «площадь усиления широкополосного усилителя».

Указанные параметры связаны зависимостью:
•Sfу		/\ у(0,3 5/тф)=0,3 5Z)у;
Sfl^ K i (0,35/тф)=0,35П/
Добротность каскада зависит от внешних				элементов	схемы
(*„„, Я д , Ян , с н)	И	параметров транзистора		(С к, / гр,	Л21б	,
г 6, г3 ). Добротность	каскада		уменьшается с уменьшением		вход­
ного сопротивления каскада и			увеличивается	с увеличением		эк­

вивалентного сопротивления нагрузки каскада. При введении кор­ ректирующей цепи добротность увеличивается на 40 ... 70 % (последнее значение имеет место в колебательном режиме). Пло­ щадь усиления широкополосных каскадов увеличивается в 1,4 1,7 раз.

Схему индуктивной коррекции наиболее часто применяют в выходных каскадах импульсных усилителей. При этом корректи­ руются не только искажения фронта импульса, но и искажения, вносимые паразитной емкостью нагрузки. Эффективность индук­ тивной коррекции при низкоомной нагрузке резко уменьшается.

Схема каскада с последовательной высокочастотной коррек­

цией приведена на рис. 7.7. В данной схеме индуктивность					L и
эквивалентная		емкость С0 (С0 ==С4 + С5) образуют		П-образный
фильтр. Приведенная схема позволяет получить более				высокую
скорость нарастания сигнала.
Более хорошие показатели дает комбинированная параллельно­
последовательная		коррекция (за	счет индуктивностей Ы		осу­
ществляется	последовательная, a		L2 — параллельная	коррекция,
рис. 7 .8 ).
Применение индуктивной коррекции в транзисторных каскадах
ограничено	следующими причинами: низкоомное сопротивление

нагрузки, сильный разброс параметров биполярного транзистора, существенная зависимость параметров от частоты.

Принципиальная схема каскада с высокочастотной коррекцией обратной связью по току приведена на рис. 7.9,а. Сопротивление

-о

R

'дых

R 9 предназначено для введения отрицательной обратной связи по постоянному току; оно обеспечивает температурную стабильность

режима. Конденсатор С э шунтирует R 3	по переменному	току.
Номинальные значения R 3 и С 3 рассчитываются из-условий, при
которых эти элементы не влияют на АЧХ каскада. Цепи R K		и Ск
выполняют функцию корректирующих	элементов. Рассмотрим

влияние корректирующих цепей при работе с импульсными сигна­ лами. При подаче импульса в начальный момент обратная связь нейтрализуется (так как емкость С к шунтирует R K), но напряже­ ние на емкости не может измениться скачком и поэтому сигнал обратной связи равен нулю. Входной ток имеет такое же значение, как и без обратной связи. По мере заряда емкости начинает дейст­ вовать ООС, напряжение 116э убывает, что приводит к уменьше­ нию входного тока. Соответственно уменьшаются выходной ток и входное напряжение. Пропорционально с уменьшением коэффи­ циента усиления уменьшаются искажения фронта импульса. На переходной характеристике зависимость 1 соответствует каскаду при отсутствии коррекции, зависимости 2 и 3 — при различных соотношениях элементов цепи отрицательной обратной связи С к, R K (рис. 7.9,6). В первоначальный момент при Ск = оо харак­ теристики 2, 3 аналогичны характеристике 1. В момент, когда ем­

кость заряжается, ток коллектора уменьшается. При полном	за­
ряде емкости С к ток коллектора ограничен сопротивлением	об­

ратной связи. Чем емкость С к будет больше, тем быстрее произой­ дет нарастание фронта. Однако слишком большая емкость приве­ дет к образованию выбросов (зависимость 3), при которых дейст­ вительное значение тока успевает превысить свое установившееся

значение.
При усилении гармонических сигналов коррекция	частотной

характеристики поясняется зависимостью сопротивления обратной связи от частоты. Корректирующие элементы выбирают из условия фиксированного сопротивления переменному сигналу в области АЧХ, где не происходит спад. Сопротивление обратной связи по переменному сигналу цепи Z = X C3 + R K С увеличением частоты сигнала значение ХС9 уменьшается, следовательно, сопротивление

обратной связи убывает и коэффициент усиления		увеличивается.
	Максимальное увеличение площади усиления достигается при
оптимальном подборе элементов Сэ, R3, С к , R K		Оно составляет
1,5	1,7

Наиболее эффективно уменьшаются искажения при увеличении числа каскадов. Уменьшить искажения фронта коррекцией много­ каскадного усилителя можно двумя способами. В первом способе корректирующие цепи выбирают из условия минимального выбро­ са или его отсутствия. Действительное значение выброса на выходе усилителя не должно превышать допустимого.

При взаимной коррекции часть каскадов перекорректируется, а

часть недокорректируется так, чтобы в целом выброс был мини­ мальным. Добротность второго способа значительно выше.