Казачковський_аппч2

ді зменшення напруги завжди супроводжується приблизно пропорційним зменшенням вихідної частоти. Тому амплітуди вищих гармонік зростають одночасно зі зменшенням їх частоти. Результат – значне погіршення форми вихідного струму та збільшення коливань моменту.

uк1

uк2

uк3

uк4

uк5

uк6

VS1

Tм

VS2

T

VS3

VS4

VS5

VS6

VD1

VD2

=180

VD3

										VD4
ia										VD5
										VD6

ua

t

ib

ub

2Ud /3

t

Ud /3

uab

Ud

t

iвх

t

Рис. 3.37. Алгоритм ШІР із Kфн =18

Якщо збільшити кількість інтервалів (як на рис. 3.37, де їх три), можна дещо покращити форму струму, хоча й не радикально та ціною підвищення частоти перемикань ключів.

Переваги ШІР порівняно з амплітудною модуляцією:

121

можливість живлення АІН від джерела незмінної напруги (у т.ч. групового живлення кількох АІН);

незалежність напруги на комутуючих конденсаторах від вихідної частоти внаслідок незмінності живильної напруги та обумовлена цим стабільність процесу штучної комутації одноопераційних тиристорів;

згладжувальний дросель у ланці постійного струму не потрібен унаслідок малих коливань випрямленого струму;

ємність конденсатора фільтра набагато менша.

Недоліки:

погіршення форми вихідного струму зі зниженням вихідної напруги;

більші пульсації моменту двигуна;

більші струми в момент закривання ключа;

підвищені втрати в ключах унаслідок вищої частоти їх перемикання;

обмежений діапазон регулювання вихідної напруги;

за деяких співвідношень вихідної частоти та частоти перемикання ключів можлива поява постійної складової вихідної напруги або інфранизькочастотних її коливань [22].

Сфера застосування АІН із ШІР обмежується досить потужними електроприводами з неглибоким регулюванням швидкості та невисокою швидкодією. Так, вони використовуються на електричному транспорті для частотного пуску та регулювання швидкості асинхронних тягових двигунів (у разі живлення електропривода від контактної мережі постійного струму). При цьому кількість перемикань ключів на інтервалі провідності може автоматично збільшуватись зі зменшенням вихідної частоти з метою поліпшення форми вихідного струму.

3.9.Автономні інвертори напруги

зсинусоїдальною широтно-імпульсною модуляцією 

Автономні інвертори з широтно-імпульсною модуляцією є найбільш досконалим та перспективним різновидом перетворювачів енергії для багатьох застосувань, особливо для потреб електропривода. В АІН із ШІМ частота перемикання ключів набагато більша за частоту вихідної напруги. Завдяки цьому виникає можливість шляхом плавної зміни шпаруватості протягом періоду вихідної напруги не тільки регулювати рівень цієї напруги, а й забезпечити практично синусоїдальну форму вихідного струму. Саме змінний характер шпаруватості і відрізняє цей спосіб керування від ШІР.

А) Однофазний АІН із ШІМ

Принцип широтно-імпульсної модуляції (ШІМ) розглянемо спочатку на прикладі однофазного АІН (рис. 3.2). Найбільш простим способом керування зазначеними інверторами є вертикальний, подібний до того, що використовують при керуванні випрямлячами та переривниками. Спрощена схема системи симетричного керування однофазним АІН із двополярною ШІМ зображена на рис. 3.38,а (ГОН генератор опорної напруги, НО нуль-орган, Д драйвери). Вона ідентична системі керування мостовим переривником (рис. 2.23) і відріз-

122

няється лише формою напруги керування. Принцип її дії базується на порівнянні трикутної опорної напруги uоп із синусоїдальною напругою керування uк . Кожного разу після перетину напругою керування низхідної ділянки опорної напруги вихідна напруга інвертора збільшується, висхідної – зменшується. Дослідженнями [22] встановлено, що за трикутної (симетричної) опорної напруги гармонічний склад вихідної напруги кращий, ніж із використанням пилкоподібної (несиметричної).

	uоп				uк
		uк1, uк4		До VT1, VT4		t
ГОН			Д
		НО		До VT2, VT3	uк1, uк4	uоп
	uк	1	Д
					VS1, VS4	uк2, uк3
		uк2, uк3
						VD2, VD3

i t

а u

б

Рис. 3.38. Система керування однофазним АІН із двополярною ШІМ

На рис. 3.39 наведені діаграми напруг і струмів у інверторі з ШІМ. Як видно, миттєва вихідна напруга змінюється з частотою модуляції, набагато більшою за частоту вихідного струму. Середня за період модуляції Tм вихідна напруга U(1) (тобто перша гармоніка вихідної напруги) завдяки синусоїдальній зміні шпаруватості змінюється також синусоїдально. Середній за період модуляції вхідний струм позитивний, що означає споживання інвертором енергії з ланки постійного струму.

Для зміни амплітуди та частоти вихідної напруги змінюють амплітуду та частоту напруги керування uк . Оскільки ключі інвертора виконують обидві функції: регулювання і рівня напруги, і її частоти, випрямляч може бути некерованим.

Оскільки шпаруватість змінюється за синусоїдальним законом, а частота перемикань не залежить від частоти струму і визначається лише системою керування, такий спосіб керування називають синусоїдальною ШІМ на несучій частоті (на відміну від ШІМ на основній частоті, див. п. 3.8).

Зі збільшенням частоти модуляції форма вихідного струму також наближається до синусоїди. У сучасних АІН на IGBT-транзисторах ця частота лежить у межах від 2 до 20…30 кГц, що забезпечує практично ідеальну форму струму. Його фазовий зсув відносно напруги визначається співвідношенням активного та індуктивного опорів навантаження, а також величиною і фазою про- ти-ЕРС (якщо вона є). Миттєвий струм iвх на вході інвертора з двополярною модуляцією внаслідок почергового перемикання діагоналей моста завжди має знакозмінний характер. На кожному з міжкомутаційних інтервалів цей струм дорівнює миттєвому вихідному струмові, однак із різним знаком залежно від

123

того, яка з діагоналей моста працює. Знак вхідного струму (як миттєвого, так і середнього) несе інформацію про напрям передачі енергії між джерелом Ud та навантаженням АІН. Якщо у складі навантаження є джерело проти-ЕРС, яке за фазою випереджує середню вихідну напругу U, вихідний струм зсунутий відносно напруги на кут н 90 , знаки миттєвих вихідних напруги та струму АІН переважно протилежні, інвертор рекуперує енергію до ланки постійного струму, причому знак середнього вхідного струму змінюється.

uоп Uкm	Tм
Uопm
	t
uк
uк1
uк4	uк2
	uк3

VS1, VS4 VS2, VS3 VD1, VD4 VD2, VD3

u

U(1)	t
Ud	Um
	i
	iвх
	t

Рис. 3.39. Часові діаграми однофазного АІН із двополярною ШІМ

Співвідношення амплітуд керуючої та опорної напруги називають коефіцієнтом (індексом або глибиною) модуляції

	Uкm	.	(3.5)

Uопm

Одночасно цей коефіцієнт відображає відношення амплітуди середньої за період модуляції напруги Um до її максимально можливого значення

Um(1)

.

(3.6)

Umm

(для однофазного мостового АІН Umm Ud ). Чим ближчий до одиниці, тим більшої вихідної напруги можна досягнути і тим повнішим буде використання інвертора за напругою. Однак, оскільки вентилю потрібен певний час для за-

124

кривання (toff ) та поновлення своїх запірних властивостей (tgq ), завжди пови-

нна бути пауза між моментом його вимикання та наступним вмиканням. Тому завжди <1. Максимально можлива глибина модуляції m 1 toff tgq fм.

Найменші тривалості toff і tgq , а тому найбільші допустимі глибину модуляції

та частоту комутації мають силові транзисторні ключі (табл. 1.1). Зі збільшенням частоти модуляції діапазон регулювання напруги звужується.

Коефіцієнт використання силової схеми за напругою для однофазного

АІН

kвн Umm 1. Ud

Для запобігання короткого замикання, як і при керуванні мостовими переривниками постійного струму (рис. 2.23), використовують зміщення опорних напруг протилежних діагоналей (на рис. 3.38 не показане).

	uк	НО1	uк1	Д
	ГОН	uоп	1	Д
			uк3	uк2
	-1	НО2		Д
	-uк		1	Д
				uк4

а

До VT1	uк	uоп
До VT2		t
		-uк
	uк1
До VT3		uк2
До VT4	uк4	uк3
	VS1
	VS4

VD2
VD3	i
u
	t
	б

Рис. 3.40. Система керування однофазним АІН з однополярною ШІМ

Спрощена схема системи керування однофазним АІН з однополярною ШІМ зображена на рис. 3.40,а. У ній використано почерговий закон комутації ключів (п. 2.6). Для нього характерний зсув діаграм роботи фаз (плечей) моста на півперіод модуляції, що забезпечує почергове підключення навантаження до джерела Ud через одну з діагоналей моста або його замикання накоротко через транзистор та діод (див. рис. 3.40,б та 3.41). Внаслідок цього миттєва вихідна напруга протягом півперіоду свою полярність не змінює (на відміну від АІН із симетричним законом керування). Вхідний струм змінює знак лише тоді, коли не збігаються знаки миттєвих вихідних струму та напруги. Перевагою почергового закону є вдвічі більша частота комутації вихідної напруги за тієї ж частоти перемикання ключів та обумовлена цим краща форма вихідного струму. Потрібна ємність конденсатора також менша, оскільки струм навантаження минає його протягом значної частини періоду.

Б) Трифазні АІН із ШІМ

Найбільшого застосування знайшли трифазні АІН із ШІМ. Принцип керування ними такий самий, як і однофазними. Якщо для керування трифазним

125

АІН також використовують симетричний закон комутації, система керування такого інвертора складається з трьох однакових каналів (подібних до зображеного на рис. 3.38), кожний з яких керує своєю фазою АІН. Єдиною відміною є те, що синусоїдальні напруги керування окремих каналів зсунуті в часі на 120º одна від одної.

	uк
	t
-uк	uоп
	uк1

uк2uк3 uк4 VS1 VS2 VS3 VS4 VD1 VD2 VD3 VD4

	U(1)	Ud
		t
		u
		i
		iвх

Рис. 3.41. Часові діаграми однофазного АІН з однополярною ШІМ

Окрім схем, зображених на рис. 3.10, за синусоїдальної ШІМ можливе також з’єднання через відкриті вентилі всіх трьох фаз між собою. До навантаження при цьому прикладена нульова напруга, а фазні струми протікають, минаючи ланку постійного струму. Подібні ситуації виникають, коли закривається ключ, ввімкнений послідовно з двома іншими (наприклад, VS1 на інтервалі ІІ, див. рис. 3.10), або обидва інші. Приклади таких з’єднань зображені на рис. 3.42.

Унаслідок цього форма вихідної напруги трифазного АІН із синусоїдальною ШІМ складніша, ніж однофазного (рис. 3.43). Коли фаза ввімкнена паралельно з іншою, миттєва напруга на ній дорівнює Ud 3, при послідовному

з’єднанні з двома іншими – 2Ud , а якщо всі три фази підключені лише до од- 3

126

ного полюсу джерела живлення (як на рис. 3.42) – нулю. За амплітудної ж модуляції (див. п. 3.4) нульовий стан не використовується.

	ib		VD2
		Z	VS4
Za		b
ia	ic	Zc	VS6
		а

VD3
VS1	Z	ia
	a	Zb
VS5	Zc	ib
		ic
	б

Рис. 3.42. З’єднання фаз АІН із нульовою вихідною напругою

Миттєвий вхідний струм інвертора на кожному з міжкомутаційних інтервалів дорівнює струму тієї фази навантаження, котра не має паралельно ввімкнених фаз, а її напруга дорівнює (2/3)Ud . Тому обвідними вхідного струму завжди є криві струмів відповідних фаз навантаження. Паузи у струмі iвх спостерігаються, коли три фази навантаження одночасно підключені до одного полюсу джерела. Якщо навантаження переважно індуктивне і вихідний струм АІН запізнюється відносно середньої вихідної напруги на кут н arctg LR

>30 , миттєвий вхідний струм знакозмінний, як на рис. 3.43.

Ud /3 (2/3)Ud		iA	t
	uA
н
	UA
	uB		t
	iB		UB
	uC		t
	UC		iC
uСА		Ud

iвх

t

Рис. 3.43. Часові діаграми трифазного АІН із RL-навантаженням ( >30 )

127

uA UA

iA t

Ud/3

(2/3)Ud

н

iвх

t

Рис. 3.44. Часові діаграми трифазного АІН із RL-навантаженням ( н <30 )

Збільшення активного опору наван-

таження зменшує фазовий зсув вихідного

uзА

струму, і при <30

миттєвий вхідний

Uопт

струм свого знаку не

змінює (рис. 3.44).

uоп

Такого самого ефекту надає поява у складі

t

навантаження проти-ЕРС, яка запізнюється

Tм

Uопт /2

відносно фазної напруги на кут <90 .

Щоб визначити максимально мож-

ливу амплітуду фазної напруги трифазного

uзВ

uзС

інвертора, розглянемо рис. 3.45. На ньому

uк1

для коефіцієнту модуляції =1 зображені

діаграми роботи ключів протягом періоду

t2b

модуляції, на якому задана напруга uзA

фа-

uк3

зи А сягає максимуму,

а інші дві (uзB

та

uк4

u

uзC ) – його половини.

uк6

к5

t2c

Шпаруватість фази А на цьому пері-

оді модуляції a 1 (ключ VS1 не закрива-

Рис. 3.45. До визначення

ється). Щоб забезпечити половинну напру-

амплітуди вихідної напруги

гу інших двох фаз, їхні шпаруватості пови-

нні бути c b 0,25. У реальних інверторах період модуляції набагато мен-

ший періоду вихідного струму. Тому моменти комутації у фазах В та С на рис. 3.45 практично збігаються у часі, а інтервали t2c t2b . Доки відкриті ключі

128

VS1, VS4, VS6, миттєва вихідна напруга

u 2U

. Після відкривання ключів 3,

a

3

d

5 усі три фази підключені до одного полюса джерела живлення, завдяки чому

ua ub uc 0. Найбільше значення середньої за період модуляції напруги фази

А

1

2

2

U

U

U

U

t

0 T t

)

U

d .

a

mm

d

2b

(1

b

d

b

0

Tм

3

м

2b

3

2

Як видно, ця напруга

U

0,5

внаслідок

впливу

інших

фаз

m

(k)

удвічі менша,

ніж в однофаз-

Ud

k=1

ному мостовому АІН. Крім то-

0,4

го, вона навіть менша від най-

0,3

більшої напруги тієї ж схеми,

але з амплітудною модуляцією

0,2

k=2 1

(п. 3.4). Це призводить до пев-

ного погіршення масогабарит-

0,1

k= 2

них показників інвертора. Ко-

k= 4

ефіцієнт використання за на-

пругою АІН

із

вертикальним

0

0,9 1

керуванням

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

kвн Umm Ud 0,5.	Рис. 3.46. Гармоніки фазної напруги
Гармонійний склад ви-	трифазного АІН із ШІМ

хідної напруги АІН із ШІМ визначається формою опорної напруги uоп , кратністю частоти модуляції fм f та коефіцієнтом модуляції. У вихідній напрузі, на відміну від АІН з амплітудною модуляцією, відсутні гармоніки, кратні основній частоті. Присутні лише комбінаційні гармоніки з частотами f(k) mfм nf

(n – увесь ряд натуральних чисел, не кратних трьом; m – увесь ряд натуральних чисел; крім того, n та m не можуть обидва одночасно бути парними або непарними). Номери гармонік k f(k) f m n. На рис. 3.46 за даними [22]

подані залежності амплітуд гармонік фазної напруги трифазного інвертора з синусоїдальною ШІМ (опорна напруга – трикутна симетрична, як на рис. 3.41) від та номеру гармоніки за умови >10. Лише 6 перших із них мають помітну амплітуду. Зазначимо, що зі збільшенням частоти модуляції зростає та кратність усіх вищих гармонік, а форма вихідного струму покращується. Це є суттєвою перевагою ШІМ порівняно з амплітудною модуляцією, де зниження основної частоти супроводжується пропорційним зменшенням частоти вищих гармонік. Залежність коефіцієнту гармонік вихідного струму АІН із ШІМ від частоти модуляції за незмінної частоти першої гармоніки показане на рис. 3.47,а.

Наявність мертвого часу (пп. 2.5, 2.9) спотворює вихідну напругу та струму АІН, вносячи непарні гармоніки, кратні основній частоті, хоча і з амплітудою, меншою від 2Ud Tм . Тому і тут доцільна компенсація впливу мертвого часу.

129

Якщо опорна напруга – несиметрична пилкоподібна (як у СІФК випрямлячів), у вихідній напрузі АІН зростає вищих кількість гармонік та їх амплітуда [22]. Унаслідок гіршої форми вихідного струму подібна опорна напруга в системах керування АІН практично не використовується.

Збільшення частоти модуляції в конкретному інверторі має певні межі, оскільки супроводжується збільшенням динамічних втрат у ключах інвертора та звуженням діапазону регулювання напруги. Тому передумовою підвищення fм є насамперед використання більш досконалих ключів із меншими тривалістю закривання та втратами в процесі перемикань.

Кг									Кг
0.6									1.2
0.4									0.8
0.2									0.4
0									0
	1		2		3	4 f , кГц				0.5		1	1.5		2	2.5
						м
					а								б

Рис. 3.47. Коефіцієнт гармонік вихідного струму АІН із ШІМ як функція частоти модуляції (а) та коефіцієнту модуляції (б)

Щоб збільшити використання інвертора за напругою, у деяких електроприводах за відсутності жорстких вимог до форми струму на великих швидкостях використовують т.зв. перемодуляцію. Для цього амплітуду синусоїдальної керуючої напруги збільшують понад амплітуду опорної напруги (Uкm Uопm ). При цьому навколо максимумів напруги керування перемикання ключів відповідних фаз припиняються. Зі збільшенням амплітуди сигналу керування шпаруватість роботи ключів наближається до 0,5 та відбувається плавний перехід від синусоїдальної ШІМ до амплітудної модуляції з тривалістю відкритого стану

=180 (рис. 3.48).

uA iA

t

uCA

t

Рис. 3.48. Напруги та струм трифазного АІН при перемодуляції

130