Казачковський_аппч2

РОЗДІЛ 5. ЗАГАЛЬНІ ПИТАННЯ ІНВЕРТОРНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ ЧАСТОТИ

Навчальні цілі: усвідомити характер взаємодії дволанкового перетворювача частоти з живильною мережею змінного струму; вивчити способи гальмування в електроприводах із ПЧ, перебіг аварійних процесів у них, принципи вибору силових елементів ПЧ

5.1. Способи гальмування у перетворювачі частоти з інвертором напруги 

Потреба в переході двигуна до гальмівного режиму виникає перед його зупинкою або під час переходу до нижчої швидкості. У дволанковому перетворювачі частоти можливі два способи гальмування асинхронного двигуна: рекуперативне та динамічне.

Перехід до рекуперативного режиму відбувається природним чином без зміни структури силового кола лише шляхом зміни фазового зсуву між вихідною напругою інвертора та ЕРС статора (див. п. 3.5 та 4.5) або зменшення частоти вихідної напруги порівняно з частотою ЕРС. Рекуперація супроводжується реверсом струму на вході АІН, передачею енергії до кола постійного струму та зарядом конденсаторного фільтра. Якщо вхідний випрямляч нереверсивний, передача енергії до мережі змінного струму неможлива, і напруга на конденсаторі зростатиме. Така ж сама проблема характерна і для електроприводів із переривниками постійного струму. Є кілька шляхів її вирішення.

Перший із них – організація мережі постійного струму, де від спільного випрямляча живляться різні споживачі постійного струму, пов’язані територіально або технологічно (наприклад, електрифіковані транспортні засоби, інвертори електроприводів клітей багатоклітьового прокатного стану, механізмів промислового робота або верстата з програмним керуванням). За достатньої кількості та потужності, а також різноманітності режимів таких споживачів рекуперована енергія завжди буде спожита в ланці постійного струму.

Другий варіант – зменшення темпу гальмування таким чином, щоб рекуперована енергія витрачалася лише на втрати в двигуні та інверторі, практично не доходячи до ланки постійного струму (це легко реалізувати стабілізацією напруги U d шляхом автоматичної зміни темпу гальмування). Струм статора

буде суто індуктивним (як на рис. 3.17), середній струм ланки постійного струму – нульовим. На жаль, відносний гальмівний момент буде невеликим, причому тим меншим, чим більша потужність двигуна [6] (причина – більший ККД потужних машин та інверторів). Тому такий спосіб використовують в електроприводах малої потужності з малими маховими масами, рідкими зупинками та невисокими вимогами до швидкодії.

Якщо необхідно інтенсифікувати гальмівні режими, найпростішим рішенням є використання гальмівного резистора Rг у колі постійного струму (рис. 5.1), який за допомогою спеціального розрядного ключа VS0 підключається до конденсатора після підвищення напруги на ньому до неприпустимого рівня. Гальмівна енергія, накопичена в конденсаторі, розсіюється на резисторі у вигляді тепла. Такий спосіб утилізації гальмівної енергії використовують в електроприводах малої і середньої потужності, для яких характерні відносно мала частота пусків та невисокі вимоги до енергетичних показників. Випускаються

191

силові модулі, до складу яких, окрім інвертора та випрямляча, входять розрядні IGBT-ключі (рис. 1.17,ц).

В	iвх>0		АІН
		Rг
		_	M
		+
		iр

VS0

iвх <0

Рис. 5.1. Гальмівний резистор у колі постійного струму

Потрібний опір гальмівного резистора можна розрахувати виходячи або з найбільшої потужності гальмування

Rг Pг 2 P ,

U dm

або з середнього струму на вході інвертора під час найбільш інтенсивного гальмування

Rг Udm .

Iвх

Тут Pг – найбільша механічна потужність гальмування, Вт (визначається

технологічними та конструктивними особливостями механізму); P – сумарні втрати в двигуні, механічній передачі та інверторі, Вт; U dm – максимально до-

пустима напруга кола постійного струму (може перевищувати номінальну на

20…30%).

За відсутності даних про втрати їх можна не враховувати.

івх <0
	АІН
_
+	M
ВІ
КВ
івх >0

Рис. 5.2. Ведений мережею інвертор для рекуперації

Аби не втрачати гальмівну енергію, застосовують реверсивний вхідний випрямляч. Для цього зустрічно-паралельно мосту, який живить ланку постійного струму (керованому або некерованому), вмикають інший. Додатковий міст, працюючи в інверторному режимі, у разі потреби передає енергію з ланки постійного струму до мережі змінного струму. У разі використання одноопера-

192

ційних тиристорів цей міст працює як звичайний ведений мережею інвертор (ВІ на рис. 5.2) з невеликим постійним кутом інвертування [23]. Використовуються також схеми з двома ланками постійного струму (рис. 5.3), де гальмівна енергія з моста зворотних діодів МЗД надходить до веденого інвертора через окремий LC -фільтр. У такій схемі, хоча й використовують два фільтри, спрощується керування КВ та ВІ внаслідок відсутності безпосереднього електричного зв’язку між ними. Форма рекуперованого струму несинусоїдальна, а коефіцієнт потужності в режимі рекуперації з тиристорним ВІ невисокий. Тому в потужних електроприводах із жорсткими вимогами до енергетики використовують інвертор на цілком керованих ключах, який разом із діодним мостом утворює т.зв. активний випрямляч (п. 5.4). Він здатен забезпечити практично ідеальну форму струму мережі та близький до одиниці коефіцієнт потужності за обох напрямків обміну енергією з мережею змінного струму.

вх1	АІН	МЗД	iвх2
i
КВ			ВІ
+			+
_
			_

M

Рис. 5.3. Перетворювач частоти з двома ланками постійного струму

Якщо гальмівні режими достатньо інтенсивні, а усі розглянуті способи з якихось причин неприйнятні, використовують динамічне гальмування. Воно здійснюється шляхом живлення двох фаз обмотки статора двигуна постійним струмом. Для цього необхідно змінити алгоритм керування ключами інвертора: закрити ключі однієї фази, а іншими чотирма керувати як мостовим переривником постійного струму (п. 2.6). Змінюючи шпаруватість роботи ключів, можна змінювати напругу U U d , подавану до статора, та рівень гальмівного стру-

му. Перевагами такого способу гальмування є відсутність додаткових пристроїв та можливість фіксації ротора у певному положенні, недоліком – нестабільність темпу та тривалості гальмування, підвищені втрати в двигуні. У деяких ПЧ є можливість комбінування динамічного гальмування з рекуперативним (коли до обмотки статора одночасно подаються змінна та постійна напруги).

Приклад 5.1. Гальмівний резистор у колі постійного струму

Асинхронний двигун 4А180S4 у складі частотно-керованого електропривода здійснює спускання вантажу в рекуперативному режимі на природній механічній характеристиці з номінальним моментом. Параметри двигуна:

193

Pн =22 кВт, nн =1470 об/хв, н =0,9. Напруга живлення перетворювача частоти U жл =380 В, вхідний випрямляч – трифазний мостовий. Розрахувати опір галь-

мівного резистора в колі постійного струму та його потужність. Номінальний момент двигуна

M

9550Pн

9550 22

=142,9 Нм.

н

nн

1470

Номінальне ковзання

s

nc

nн

1500 1470

=0,02.

н

nc

1500

Швидкість спускання вантажу

г

с

1 s

н

nc 1 s

н

1500 1 0,02 =160,2 с-1.

30

30

Гальмівна потужність

Pг

M н г =142,9160,2=22892,6 Вт.

Втрати у двигуні

P P

1 н

22000

1 0,9

=2444,4 Вт.

д

н

н

0,9

Потужність, яка має бути розсіяна на резисторі

PR Pг

Pд =22892,6 – 2444,4=20448,2 Вт.

Напруга ланки постійного струму

Ud

2Uжл

2 380 =537,4 В.

Опір гальмівного резистора

R

PR

20448,2

=0,0715 Ом.



г

U d2

534,72

5.2. Взаємодія перетворювача частоти з живильною мережею 

Під час аналізу енергетичних показників у колах змінного струму використовують три складові повної потужності S P2 Q2 T 2 :

активну потужність Р, яка за винятком втрат іде на виконання корисної роботи;

реактивну потужність зсуву Q P tg , обумовлену взаємним зсувом ( ) перших гармонік напруги та струму;

неактивну потужність викривлень Т, обумовлену вищими гармоніками

струму.

Повна потужність визначає завантаження живильних ліній, комутаційних пристроїв та силових трансформаторів.

Коефіцієнт потужності PS будь-якого споживача змінного струму

залежить від двох основних характеристик споживача: коефіцієнту зсуву першої гармоніки споживаного струму cos (відносно напруги мережі) та коефіці-

єнту викривлень цього струму I :

194

I cos <1.

Чим менший коефіцієнт зсуву, тим більшим буде струм споживача навіть за незмінної його активної потужності. Він спричинює до збільшення втрат у живильній мережі та зменшення її пропускної здатності. Малий коефіцієнту викривлень (тобто, несинусоїдальна форма струму), призводить, крім того, до спотворення форми напруги та порушення роботи інших споживачів. Особливо актуальною ця проблема є для потужних перетворювачів частоти.

Вхідний випрямляч дволанкового перетворювача частоти є не тільки джерелом живлення автономного інвертора, а й ланкою, яка з’єднує ПЧ із мережею змінного струму. Саме він визначає такі важливі експлуатаційні показники ПЧ, як коефіцієнт потужності, форма споживаного струму, ступінь впливу на мережу, електромагнітна сумісність, характер аварійних процесів.

А) Особливості вхідних випрямлячів

Для живлення інверторів напруги та струму з амплітудною модуляцією (АМ) використовують керовані випрямлячі (як КВ на рис. 5.2). Регулювання швидкості асинхронного двигуна потребує зміни на тільки частоти вихідної напруги ПЧ, а й її рівня (найчастіше за законом U f U н fн const ). Якщо від-

носна швидкість двигуна н f fн , то відносна напруга інвертора і випрямляча мають бути пропорційні швидкості u U U н f fн . Оскільки ж

зміна напруги випрямляча відбувається шляхом фазового регулювання, то з іншого боку його відносна напруга u U d U d 0 cos . Порівнявши останні два

вирази та беручи до уваги, що кут зсуву вхідного струму випрямляча приблиз-

но дорівнює куту керування , отримаємо коефіцієнт зсуву cos .

Насправді внаслідок впливу процесів природної комутації ключів він менший: cos cos 2 , де – тривалість процесу комутації, рад [1, 23].

Таким чином, зниження швидкості асинхронного двигуна за допомогою ПЧ з АМ супроводжується приблизно пропорційним зменшенням коефіцієнту зсуву та збільшенням споживаної з мережі реактивної потужності. Ситуація виявиться ще гіршою, якщо врахувати несинусоїдальність вхідного струму випрямляча. Навіть за ідеально згладженого струму на виході випрямляча коефіцієнт викривлень I його вхідного струму не перевищує:

для однофазної мостової схеми 0,903;

для трифазної мостової 0,9549;

для 12-пульсної складеної 0,9896.

Для закону частотного керування U f 2 Uн fн2 const , який викорис-

товують для турбомеханізмів (вентилятори, насоси, димососи тощо) зростання реактивної потужності зі зниженням швидкості буде ще стрімкішим, оскільки

для нього cos 2 .

У періоди ж пуску та уповільнення, коли швидкість і напруга близькі до нуля, споживання реактивної потужності зростає ще більше.

195

Приклад 5.2. Середньовзважений коефіцієнт потужності ПЧ з АМ

	Дволанковий ПЧ з амплітудною модуляцією працює у складі електроп-
	ривода в повторно-короткочасному режимі з діаграмами швидкості та момен-
	ту , зображеними на рис. 5.4. Значення швид-
	кості та моменту у відносних одиницях для ко-
	жного з трьох інтервалів діаграми наведені у
	табл. 5.1. Розрахувати середньовзважений кое-
	фіцієнт потужності ПЧ з урахуванням того, що					t1		t2	t3	t
	вхідний випрямляч є трифазним мостовим та
	керованим. Нульовий кут керування відповідає
	номінальній швидкості двигуна. Втратами в ПЧ
	та двигуні знехтувати.					Рис. 5.4. Діаграми швидкості
	Активна енергія, спожита ПЧ на кожно-
								та моменту
	му з трьох інтервалів
	t		t	t	2
	Wa1 1	pdt 1		1 dt 1 1	0,5t dt 0,5 1 t1	0,5 2,5	1	=0,625;
	0		0	0	2		2
	Wa 2 2 2t2		1 0,5 10 =5;
	Wa3 Wa1 = – 0,625.
									Таблиця 5.1
				Вихідні дані до прикладу 5.2

i										1																									2														3
ti, с										1																									10														1
i										2,5																									1															–2,5
i											0,5t																								0,5															0,5(1–t)
Реактивна енергія зсуву, спожита на першому інтервалі
																																															2
			t1									t1					1 cos2															t1
																																			1 2 dt														1 2 d .
W 1 ptg dt 1																										dt 1																			1
																			cos																									0,5
			0							0																		0																			0
Згідно з [34]
											x										a2									x		.
a2			x2 dx										a2	x2										arcsin
										2									2											a
Тому
																	1											2,5							0,5													arcsin 0,5
								2		1 22																													1 0,52
W 1				1															arcsin 2																																		=2,392.
																	2																		2														2
				0,5 2																								0,5
З міркувань симетрії реактивна енергія на третьому інтервалі
W 3 W 1 =2,392.
На другому інтервалі
																	1 22
W 2 Wa2tg 2 2t2																								1 0,5 10												1 0,52							=8,66.
																			2																0,5

Середньовзважений коефіцієнт зсуву

196

W

2,392 8,66 2,292

cosc

i

cos arctg

cos arctg

=0,3486.

Wai

0,625 5 0,625

Середньовзважений коефіцієнт потужності

I

cos c

0,9549 0,3486 =0,3329.

Як видно, внаслідок впливу пуско-гальмівних режимів середньовзваже-

ний коефіцієнт потужності значно менший, ніж в усталеному режимі на друго-

му інтервалі.



Якщо для регулювання напруги використовується ШІР або ШІМ, вхід-

ний випрямляч – некерований. Зсув його вхідного струму відносно напруги ме-

режі

практично

відсутній

VD1

VD2

id

ii

( cos 1). Проте характер його

навантаження накладає значний

iм

L1

ic

відбиток на форму споживаного

+

вхідного струму. Справа в тому,

uм

АІН

ud

С

що в ПЧ із ШІМ у ланці постій-

uc

ного струму звичайно викорис-

L2

товується ємнісний фільтр.

Розглянемо

процеси

в

VD3

VD4

однофазному випрямлячі з на-

Рис. 5.5. Вхідний випрямляч ПЧ із ШІМ

вантаженням у вигляді АІН із

ШІМ та ємнісним фільтром (рис. 5.5), нехтуючи активними опорами елементів

схеми. Оскільки в колі заряду конденсатора завжди є індуктивні елементи (або

дросель L1 у ланці випрямленого струму, або комутаційний реактор L2

на вході

випрямляча), врахуємо їх наявність, перенісши їх до ланки постійного струму .

На рис. 5.6 зображені електромагнітні процеси у випрямлячі для двох

значень (іі1 та іі2) вхідного струму АІН (тобто двох рівнів навантаження перет-

ворювача частоти). Наявність конденсатора у складі навантаження обумовлює

доволі значну специфіку перебігу процесів у випрямлячі. Діоди можуть бути

відкриті лише тоді, коли напруга на конденсаторі менша від напруги, яка прик-

ладається до діодів із боку живильної мережі. Тому випрямлений струм id зав-

жди переривистий. Через ed uм

на рис. 5.6 позначено “випрямлену” ЕРС ме-

режі (так виглядала би випрямлена напруга ud ,

якби випрямлений струм був

безперервним), через uc1 , uc 2

та id1 , id 2

– напруги на конденсаторі та випрям-

лені струми, які відповідають двом рівням струму інвертора.

Період пульсацій випрямленої напруги Тп складається із двох інтервалів:

інтервалу Tз , коли діоди випрямляча закриті, а конденсатор розряджається на інвертор зі струмом ic ii ;

інтервалу Tв , протягом якого діоди відкриті, і з мережі споживається енергія.

197

	uc1		C	D	E	ud
A
ed		B				uc1
ii2						uc2		id2
					t7
							id1
t1	t2	t3	t4		t6	ii1		ic	t
									t
			t5			ii1	Tп
			T			Tз
uм			в				VD2, VD3
		VD1, VD4							VD1, VD4

iм

t

Рис. 5.6. Процеси у вхідному випрямлячі

На інтервалі Tз випрямлений струм відсутній, і напруги на виході випрямляча ud та на конденсаторі uc дорівнюють одна одній та зменшуються з

темпом dudtc Cic Cii . Напруга uc зрівнюється зрештою в т. А з напругою ме-

режі uм та ЕРС ed (момент часу t2 ). Відкриваються діоди VD1, VD4, завдяки

чому з мережі через них та індуктивність до конденсатора починає текти струм id . Доки цей струм менший від струму інвертора ii1 , напруга uc продовжує

знижуватися. Випрямлена напруга після цього збігається з напругою мережі. Коли струм id сягне струму інвертора (момент часу t3 ), напруга на кон-

денсаторі стане мінімальною (т. В), після чого почнеться коливний заряд конденсатора від мережі через індуктивність (інтервал часу t2 ... t5 ). У момент t4

напруга на конденсаторі, збільшуючись, сягає напруги мережі (т. С), а випрямлений струм – максимуму. Спад напруги на індуктивності при цьому дорівнює

різниці між

напругами на виході випрямляча

та на конденсаторі:

u

L

L

did

u

d

u

c

. Після того, як у момент часу t

5

випрямлений струм зни-

dt

зиться до рівня струму інвертора ii1 (т. D), заряд конденсатора припиняється,

198

напруга на ньому знову починає зменшуватися. Після зникнення випрямлено- го струму в момент t6 діоди закрива-

ються, напруга на виході випрямляча стрибком зростає до напруги на конденсаторі (т. Е). Знову починається розряд конденсатора на інвертор на інтервалі Tз . На наступному півперіоді живильної

uм

t

Рис. 5.7. Струм, споживаний трифазним випрямлячем

напруги процеси повторюються з діодами VD2, VD3.

Струм конденсатора знакозмінний, а його середнє значення дорівнює нулю (інакше напруга на конденсаторі безупинно зростала б або знижувалася). Після відкриття діодів струм заряду конденсатора не може зрости миттєво внаслідок наявності у колі живлення випрямляча індуктивності комутаційного реактора L, лінії або живильного трансформатора. Проте, якщо ємність достатньо велика, а індуктивність мала, темп зміни та амплітуда зарядного струму можуть бути досить великими. Струм джерела живлення iм дорівнює випрямленому

струмові з тим чи іншим знаком залежно від того, які діоди відкриті. Внаслідок періодичного закривання діодів на інтервалі розряду конденсатора цей струм, як і випрямлений, має переривистий несинусоїдальний характер (найбільшою гармонікою буде третя). З порівняння ліній uc1 та uc 2 на рис. 5.6 видно, що зро-

стання навантаження АІН призводить до збільшення його вхідного струму, більш інтенсивного розряду конденсатора, збільшення коливань напруги на ньому та зменшення її середнього значення (електролітичні ж конденсатори допускають коливання лише порядку кількох вольтів). При цьому також зростає тривалість відкритого стану діодів (діаграми роботи діодів на рис. 5.6 показані лише для меншого навантаження інвертора) і середнє значення випрямленого струму та струму джерела живлення випрямляча. З рис. 5.6 також видно, що зі зменшенням струму інвертора середнє значення випрямленої напруги наближається до амплітуди напруги uм, а форма споживаного струму погіршується. Хоча фазовий зсув струму майже відсутній, коефіцієнт потужності внаслідок несинусоїдальності струму залежно від рівня навантаження лежить у межах

0,5…0,7.

Вхідний струм трифазного випрямляча, має хоча й дещо кращу форму (рис. 5.7), ніж у однофазного, проте також суттєво несинусоїдальну з низьким коефіцієнтом потужності.

На рис. 5.6 зображені квазіусталені процеси для випадку, коли ємність фільтру вже заряджена до рівня, близького до амплітуди випрямленої напруги. Ще більшу проблему для мережі становить процес першого вмикання ПЧ із незарядженим конденсатором (пуск ПЧ). Після відкривання перших двох діодів випрямляча до мережі підключається конденсатор, опір якого для постійного струму ще практично нульовий. Наслідком цього буде стрибок зарядного струму та можливість зарядження конденсатора до напруги, більшої від амплітуди лінійної напруги мережі. Результатом може бути не тільки вихід з ладу діодів

199

та електролітичних конденсаторів ланки постійного струму, а й погіршення роботи інших споживачів.

Б) Способи підвищення вхідних енергетичних показників

	Збільшити cos ПЧ з ампліту-	ia	ib	ic
	дною модуляцією можна було б шля-
	хом використання у вхідних керова-
	них випрямлячах цілком керованих
	ключів та ШІМ. Проте при цьому			t
	втрачається вже остання на сьогодні		iN
	перевага амплітудної модуляції перед

	широтно-імпульсною: менша вартість	Рис. 5.8. Несинусоїдальні
	випрямляча на одноопераційних тири-
		фазні струми та струм нейтралі
	сторах. Тому найбільш раціональним і
	поширеним рішенням цієї проблеми є

відмова від інверторів з АМ на користь ШІР та особливо ШІМ із застосуванням замість тиристорних випрямлячів діодних, а іноді діодно-транзисторних. Проте посилення вимог до впливу споживачів на мережу часто робить неможливим використання не тільки випрямлячів із фазовим керуванням, а й некерованих, якщо не вжиті додаткові заходи для послаблення цього впливу. Найбільш жорсткі вимоги висуваються до споживачів мереж із нейтраллю (це характерно для побутових мереж), оскільки сума вищих гармонік фазних струмів, на відміну від основних гармонік, навіть за рівномірного навантаження на фази не дорівнює нулю, а струми вищих гармонік протікають нейтральним проводом. З рис. 5.8, де зображені фазні струми з третьою гармонікою, яка складає 35% від першої, та струм нейтрального проводу, видно, що навантаження нейтралі близьке до навантаження фазних проводів.

Найбільш простим та розповсюдженим засобом покращання форми вхідного струму є використання реакторів на вході випрямляча (L на рис. 5.5). Вони одночасно виконують кілька функцій:

придушення вищих гармонік споживаного випрямлячем струму (до них особливо чутливі конденсаторні батареї, призначені для компенсації реактивної потужності);

зменшення темпу зростання зарядного струму під час пуску ПЧ;

захист випрямляча від перенапруг із боку живильної мережі (особливо за наявності поблизу конденсаторних батарей, інших випрямлячів);

захист випрямляча від перекосу фаз мережі (коли перекіс сягає 1,8…3% номінальної напруги);

обмеження аварійних струмів після короткого замикання на вході або виході випрямляча.

Потреба в реакторі реально виникає, коли потужність силового трансформатора більш ніж на два порядки перевищує потужність ПЧ. У більшості випадків достатньо мати uk реактора на рівні 1,5…5 % залежно від індуктивності

200