- •Введение
- •Общие сведения об источниках вторичного электропитания радиоэлектронной аппаратуры
- •Основные понятия о вторичных источниках питания
- •1.2. Характеристики источников питания и его отдельных каскадов
- •2. Трансформаторы и дроссели
- •2.1. Основные определения
- •2.2 Работа трансформатора в режиме холостого хода.
- •2.3. Работа трансформатора в нагрузочном режиме
- •3. Электрические машины постоянного и переменного токов
- •3.1. Устройство машины постоянного тока
- •3.2. Характеристики генераторов постоянного тока
- •3.2.1. Генераторы независимого возбуждения
- •3.2.2. Генераторы параллельного возбуждения
- •3.2.3. Генераторы смешанного возбуждения
- •3.3. Устройство машины переменного тока
- •3.4. Характеристики трёхфазной асинхронной машины
- •3.4.1. Режим двигателя
- •3.4.2. Режим генератора
- •3.4.3. Режим электромагнитного тормоза
- •4. Выпрямители
- •4.1. Режимы работы выпрямителей и параметры вентилей
- •4 .1.1. Режимы работы выпрямителей
- •4.1.2. Параметры вентилей
- •4.2. Работа многофазного выпрямителя на активную нагрузку
- •4.3. Работа выпрямителя на ёмкостную нагрузку
- •4.4. Работа выпрямителя на нагрузку индуктивного характера
- •4.5. Схемы выпрямителей
- •4.5.1. Однофазные схемы выпрямителей
- •4.5.2. Двухфазные схемы выпрямителей
- •4.5.3. Трёхфазные схемы выпрямителей
- •4.6. Регулируемый выпрямитель
- •4.6.1. Основная схема тиристорного регулируемого выпрямителя.
- •4.6.2. Схема выпрямителя с обратным диодом
- •4.6.3. Мостовые схемы с тиристорами
- •4.6.4. Выпрямитель переменного напряжения прямоугольной формы с нагрузкой, начинающейся с индуктивности
- •4.6.5. Выпрямитель переменного напряжения прямоугольной формы с нагрузкой, начинающейся с емкости
- •5. Сглаживающие фильтры
- •5. Схема замещения. Критерии качества сглаживающих свойств фильтров
- •5.2. Активно-индуктивный (r-l) сглаживающий фильтр
- •5.3. Активно-емкостный (r-c) сглаживающий фильтр
- •5.4. Резонансные фильтры
- •5.5. Активные фильтры
- •6. Стабилизаторы постоянного тока
- •6.1. Стабилизаторы на стабилитронах
- •6.2. Линейные стабилизаторы с обратной связью
- •6.3. Стабилизаторы, работающие в ключевом режиме
- •6.4. Стабилизаторы переменного напряжения
- •7. Преобразователи напряжения постоянного тока
- •7.1. Схемы преобразователей
- •7.2. Линейные процессы в силовой цепи инвертора с независимым возбуждением
- •7.3. Мостовая и полумостовая схемы инверторов
- •7.4. Коммутационные процессы в преобразователе с независимым возбуждением
- •7.5. Потери мощности в преобразователе напряжения
- •7.6. Структурные схемы вторичных источников питания с преобразователями напряжения
- •Заключение
- •Библиографический список
- •Электропреобразовательные устройства
- •394026 Воронеж, Московский просп., 14.
- •Электропреобразовательные устройства
4.6.4. Выпрямитель переменного напряжения прямоугольной формы с нагрузкой, начинающейся с индуктивности
Транзисторные преобразователи создают на выходе переменное напряжение прямоугольной формы (рис. 4.19, б), причем относительную длительность паузы между импульсами Θ/Т можно менять в широких пределах. Выпрямитель, работающий от такого преобразователя, имеет целый ряд особенностей. Главная из них - зависимость постоянного выходного напряжения от относительной длительности импульса. Это обстоятельство объединяет выпрямитель прямоугольного напряжения с регулируемым тиристорным выпрямителем. В тиристорном выпрямителе регулировка выходного напряжения достигается воздействием на вентили, т. е. элементы самого выпрямителя, а в рассматриваемой схеме - воздействием на стоящий перед выпрямителем преобразователь.
Рис. 4.19. Схема выпрямителя напряжения прямоугольной формы с нагрузкой, начинающейся с индуктивности.
В мостовой схеме выпрямителя (рис. 4.19,а) ЭДС между выходными точками моста е0 совпадает по форме с подводимой к выпрямителю переменной ЭДС e1, но вес импульсы имеют одинаковую полярность (рис. 4.19,б). В активную часть полупериода (интервалы (k-1) Т <t <(kT— Θ) дроссель подзаряжается от ЭДС е0 и его ток iL нарастает. В пассивную часть полупериода (интервалы (kT — Θ )<t< kT) дроссель разряжается на конденсатор и нагрузку, его ток спадает (рис. 4.19,в). Зарядный ток (i1) протекает по вторичной обмотке трансформатора, двум диодам Д1 и Д4 или Д2 и Д3, по параллельному соединению конденсатора С с нагрузкой R. Разрядный ток (i2) протекает через выходные зажимы (конденсатор и нагрузку), а в выпрямительном мосте разделяется между двумя параллельными ветвями, каждая из которых состоит из двух последовательных диодов Д1, Д3 и Д2, Д4 (рис. 4.19, г). ЭДС, возникающая в дросселе при спадании до нуля выпрямляемого напряжения, открывает все четыре выпрямительных диода и они работают как разрядные. По вторичной обмотке трансформатора протекает только зарядный ток дросселя (Рис 4.19, д).
С целью получения более простых расчетных соотношений примем емкость конденсатора С настолько большой, что пульсации напряжения на нем получаются малыми. Тогда при расчете токов в дросселе можно считать напряжение на нагрузке Uн(t) постоянным и равным E0. При этих допущениях эквивалентные схемы заряда и разряда дросселя примут вид (Рис. 4.20,а б).
Рис. 4.20. Схемы заряда/разряда дросселя
На основе этих двух схем получим выражения для токов зарядки и разрядки дросселя:
(4.35)
где E0=Е0зад+2Eпор - расчетное выпрямленное напряжение; Е=nЕm - амплитуда переменной ЭДС на вторичной обмотке трансформатора; g1=1/(rи+rтр+rдр+2rв) - проводимость зарядной цепи; g2=l/(rв+rдр) -проводимость разрядной цепи; τ1=Lg1,
τ2=Lg2 - постоянные времени цепей; IТ и IΘ - значения тока дросселя, достигнутые к началу зарядной и разрядной частей полупериода (Рис. 4.19, в); t=t-T+Θ - время, отсчитываемое от начала разрядной части полупериода; п=w1/w2 - коэффициент трансформации трансформатора.
Положим выходное сопротивление источника и сопротивление трансформатора близкими к нулю. Тогда можно считать проводимости g1 и g2, постоянные времени τ1 и τ2, одинаковыми. Обозначим их g и τ.
Подставив в первое уравнение (4.35) t=Т- Θ, получим ток IΘ. Аналогично при t=Θ второе уравнение дает ток IT. Решив полученную таким образом систему из двух уравнений относительно IΘ и IT, найдем.
(4.36)
Теперь, подставив найденные значения IΘ и IT в (4.35), получим для зарядного и разрядного токов дросселя выражения, не содержащие неопределенных констант:
(4.37)
Постоянная составляющая тока дросселя, равная току в нагрузке, определится как среднее значение токов i1 и i2 за полупериод выпрямляемого напряжения Т:
(4.38)
Это выражение определяет как выходную, так и регулировочную характеристики силовой цепи. Его удобнее записать в следующем виде:
Eо = E(Т- Θ)/T-Iоr, (4.39)
где r=1/g - зарядное сопротивление. Данные характеристики представлены на графике (Рис. 4.21) семейством прямых. Параметром семейства является регулируемое отношение Θ/Т. Выходное сопротивление такого выпрямителя r равно при любом значении отношения Θ/T.
Рис. 4.21. Регулировочные хар-ки цепи
В течение паузы между выпрямляемыми импульсами дроссель, находясь под воздействием постоянного напряжения E0, сохраняющегося на конденсаторе С, стремится перезарядиться. Его ток, начинаясь с положительного значения IΘ, стремится к отрицательному значению – E0g. Однако для отрицательных токов диоды Д1 - Д4 закрыты, перезарядиться дроссель не может. Если до окончания паузы ток разряда станет равным нулю, диоды закроются, разряд дросселя прекратится. Ток нагрузки после этого поддерживается разрядом конденсатора С. Импульс напряжения следующего полупериода вызывает новый зарядный импульс тока в дросселе и т. д. Таким образом, если дроссель успевает разрядиться за интервал, меньший Θ, то его ток становится прерывистым.
Все полученные ранее соотношения верны лишь для режима непрерывного тока в дросселе. Для получения такого режима индуктивность дросселя должна быть больше некоторой критической величины. При индуктивности дросселя, равной критической, ток разряда i2(t) к концу разрядной части периода (t=0) становится равным нулю. Приравняв IT к нулю в первом из выражений (4.36), получим уравнение, из которого можно найти критическую индуктивность дросселя:
Eg (е-Θ/τ – е-T/τ)/(1 - е-T/τ ) – E0g* = 0. (4.40)
Заменим в этом уравнении экспоненты тремя первыми членами ряда:
e-x=l – x + 0,5x2 - ... , (4.41)
и тем самым превратим его из трансцендентного в линейное. Такая замена допустима на том основании, что сопротивление r мало (оно определяет потери в выпрямителе) и постоянная времени τ всегда значительно больше как полупериода коммутации Т, так и разрядного интервала Θ. Решение полученного линейного уравнения при замене в нем E0 выражением (4.39) имеет следующий вид:
Lкр ≈ 0,5T [EΘ (T - Θ)/(I0Т2) + r]; (4.42)
Только при L > LKp запас энергии, накапливаемый дросселем при заряде, достаточен для подпитки нагрузки в течение всей разрядной части периода. Если L>>LKp, то токи в обмотках трансформатора имеют практически прямоугольную форму, а токи диодов - ступенчатую. Для этого случая легко определить их средние и действующие значения:
(4.43)
Габаритная мощность трансформатора
S= ElIl = E2I2 = EI0 (Т - Θ)/T = E0I0 (4.44)
будет равна мощности, выделяющейся в нагрузке, что является характерным для выпрямителя напряжения прямоугольной формы. Обратное напряжение на каждом из вентилей мостовой схемы получается равным E.
Поскольку при расчете была принята модель диода с порогом выпрямления, то мощность, выделяющаяся в каждом из диодов выпрямителя, равна
(4.45)
Рассчитаем пульсации на выходе выпрямителя. Линеаризируем законы нарастания и спадания тока дросселя (4.37). В практических схемах постоянная времени цепи всегда значительно больше полупериода выпрямляемого напряжения, а это позволяет ограничиться всегда двумя членами в ряде (4.41), что дает линейно меняющиеся токи:
(4.46)
Постоянная составляющая тока дросселя I0 протекает по сопротивлению нагрузки. В конденсатор С ответвляются практически полностью все переменные составляющие тока iL - I0. Поэтому для напряжения на конденсаторе будем иметь:
, (4.47)
где U1 и U2 - постоянные интегрирования.
При t=Т-Θ первое из выражений (4.47) должно давать то же значение напряжения на конденсаторе, что и второе при t=0. Из этого условия найдем, что постоянные интегрирования U1 и U2 равны. Максимума напряжение на конденсаторе достигает при t=Θ/2. При t=0,5(Т-Θ) выходное напряжение u1(t) минимально. Определив из (4.47) Uн max и Uн min, находим полный коэффициент пульсаций на выходе выпрямителя:
kn = (Uн max - Uн min)/(2E0) = E0(T – Θ)/(E016LC) (4.48)
Так как E0 = I0R +2Eпор, то на основании (4.38) имеем:
(4.49)
Подставив это соотношение в (4.48), получим окончательно
(4.50)
Рис. 4.22. Двухфазная схема с дифференциальным трансформатором
На рис. 4.22, а приведена двухфазная схема выпрямителя с дифференциальным трансформатором. На ее выходе создаются выпрямленные напряжение и ток той же формы, что и на выходе мостовой схемы (рис.4.22,б), но E0=E0зад+Eпор. Токи вентилей в этих схемах также аналогичны. Токи вторичных полуобмоток (рис. 4.22,в,г) в данной схеме совпадают с токами соответствующих вентилей, в отличие от мостовой. Во время пауз в выпрямляемом напряжении (рис. 4.22,г) ток разрядки дросселя L, подтекая к средней точке вторичной обмотки трансформатора, разделяется на две равные части. Эти равные токи не намагничивают сердечник трансформатора и, следовательно, не трансформируются в первичную цепь (рис. 4.22, д). Поэтому каждому из токов трансформатор оказывает малое сопротивление, равное сопротивлению меди полуобмотки. Обратное напряжение, действующее на вентиль в схеме с дифференциальным трансформатором, в два раза больше, чем в мостовой, при одинаковых выпрямленных напряжениях. Габаритная мощность в рассматриваемой схеме также больше, чем в мостовой:
(4.51)