книги / Усилители промежуточной частоты

Soi,	Soi — эквивалентные резонансные					Проводимости
соответственно выходного и входного контуров.
Значения обоб ценной расстройки х					п	коэффициента
обратной		свлзи р/С,	соответствую дне			положительной
(9ек =	0)	и отрицательной		(?рк = ,л) обратной			связи:
		У	I +	ë jS În 2 0 4 - СО; 0
		А*+=		Sine	’
		6К+ = — ----		------------------	,		(7.48)
		4 V	I +	Sj sin» 0 + соз 6)
		V	1 +	lo sin2 0 — COS 0
		--------------		sîïTë---------------	•
		p/C_ =		---------		.	(7.49)

2( V 1 -j-tgsin’ e — cos0)

Подставляя p/v+ и S/C_ в (7.4), учитывая (7.47) и		пола-
гая Д/Со	ад- находим условие, ограничиваюдее	вели­

чину резонансного коэффициента усиления, найденного без учета обратной связи

2(Д Д /Д ) (I + l j )

КР1< Л

\ f \ + gg sin2 е —(а Д/Д') cos е

При дд <0,05 -т- 0,2 можно пренебречь величиной

~ cos0. Тогда

2 (ДД/Д) (I + g g)		(0,32 -л-0,63) X
Kt	s
Pi	- ? 02яП! е
/ и
x V S	/ ' 715	(7.50)

'gai V\ r l +iijsin»e

Из этого выражения следует, что при малых расстрой­ ках |о^О,3, взаимная расстройка контуров незиачитель но влияет на максимальное значение /<pi. В худшем слу­ чае sin 0 = 1. При этом

КР1 < (0 ,3 2 -0 ,6 3 )А

y î + % •

(7.51)

Активность усилительных приборов (биполярные транзисторы)

Способ	ОЭ			О Б				ОЭ — О Б			О Э — ОЭ
вклю чения
Точное зна­	| У «	А 2		1	1	+	—	Л 4 1	, .	^	А4
чение А 2	| Y i2	о з		/	1	+	У 12	А о* 1	, +	У 12
Приближен­		(0,3 -т- 0,4)						(0,3	0,4)
ное значе­
ние А 2
П р и м е ч а н и е: У12,			У22»		Y2 i— ^-параметры				в схеме с		общим
эмиттером;	А20Э=	| У21/У, 2	|

Если в настроенном усилителе (ёы=ёы) условие (7.43) не удовлетворяется, то .может быть введена отно­ сительная расстройка контуров (переход к усилителю с парами расстроенных каскадов). Из (7.51), учитывая (7.43) или (7.44), определяем необходимую обобщенную расстройку контуров

=

(7-52)

Если считать допустимой критическую расстройку (£о=1), то переход от настроенного усилителя к УПЧ с парами расстроенных каскадов дает возможность реа­ лизовать коэффициент усиления в 1,2 раза больший, чем

внастроенном усилителе.

Вбольшинстве соотношений, учитывающих влияние

внутренней обратной связи, входит величина А =

= V^|f/2i/ÿi2 |, названная активностью усилительного при­ бора. В то время как усилительный потенциал Км или Кп характеризует потенциальные усилительные воз­ можности каскада, активность усилительного прибора определяет ограничения в реализации этих возможно­ стей. Активность наряду с усилительным потенциалом характеризует качество усилительного прибора. Чем больше |г/211 и меньше \у&\> тем выше активные свой­ ства усилительного прибора как преобразователя энергии

источников питания в	энергию усиливаемого сигнала.
У пассивных линейных	четырехполюсников А = 1. Ак­

тивность наряду с усилительным потенциалом является важнейшим параметром, величиной которого следует

242

руководствоваться при выборе усилительных приборов для УПЧ.

У электронных ламп А = [/S/2icf0CRg. У полевых тран­

зисторов (общий исток) A = VrS/2w/0C3c, где S—крутизна, Сзс — емкость затвор — сток. Значения активностей би­ полярных транзисторов при различных способах включе­ ния приведены в табл. 7.1.

7.4. КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА МЕТОДОВ ОСЛАБЛЕНИЯ ВНУТРЕННЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ

Если величина резонансного коэффициента усиления /СР1, определенная без учета внутренней обратной свя­ зи, не превышает Куi, то говорят, что усилитель устой­ чив и действием обратной связи можно пренебречь.

Очень часто, особенно в каскадах на биполярных транзисторах KVi>Kyi. Усилитель неустойчив. Необхо­ димо принимать специальные меры по повышению его устойчивости. Известные в настоящее время методы по­ вышения устойчивости могут быть разделены на три группы: пассивный, активный и комбинированный (сов­ местное использование пассивного и активного методов). В свою очередь каждый из методов включает в себя несколько способов схемной реализации. Различие ме­ тодов заключается в различном подходе к удовлетворе­

нию условия устойчивости Яр1<*у.- Пассивный метод основан на уменьшении коэффици­

ента усиления /СР1 до величины Куь Очевидно, что это целесообразно при небольшом различии между величи­ нами /СР1 и Kyi. Критериями использования пассивного метода могут служить следующие условия:

— одноконтурный усилитель	(неустойчив один — ча­
ще всего о к о н е ч н ы й каскад	многокаскадного уси­
лителя)
1 < TCpi/K y i <	—2,

— многокаскадный усилитель (неустойчивы предва­ рительные каскады)

1 <K pi/K yi^ 1»2-

Активный метод обеспечивает удовлетворение усло­ вия устойчивости за счет повышения устойчивого коэф­ фициента усиления Ку\, т. е. позволяет в той или иной

степени реализовать потенциальные усилительные воз­ можности усилительных приборов. Способы активного метода не позволяют беспредельно увеличивать величи­ ну Kyi. Если A T p i/A T y i> Зч-4, то используется комбинированый метод повышения устойчивости. При этом один из способов активного метода максимально повышает устойчивый коэффициент усиления Ку\; за счет пассив­ ного метода величина /Срi уменьшается до значения Kyi. Способы схемной реализации пассивного метода обычно гораздо проще реализации активного метода и сводятся

восновном к следующему:

1.Переход к режиму фиксированного усиления, рас­ смотренному в гл. 5.

2.Подбор режима усилительного прибора по посто­ янному току, обеспечивающего уменьшение крутизны.

При этом Api уменьшается_пропорционально \y2i\,

a Kyi — пропорционально K |ÿ 2i|.	При определенном
режиме питания можно реализовать	условие /C P i = ATyi.

3. Применение в УПЧ на биполярных транзисторах схемы включения с общей базой вместо схемы с общим эмиттером. Схема с общей базой имеет значительно меньшее значение усилительного потенциала /См, чем схема с общим эмиттером, что обеспечивает уменьшение коэффициента усиления /Срь

Основными способами активного метода повышения устойчивости являются:

1. Нейтрализация внутренней обратной связи усили­ тельного прибора внешней обратной связью. Параметры цепи внешней обратной связи подбираются так, чтобы внешняя обратная связь компенсировала (чем точнее, тем лучше) внутреннюю обратную связь. При точной йастройке цепи нейтрализации результирующая обрат­ ная связь равна нулю.

2. Коррекция внутренней обратной связи усилитель­ ного прибора внешней обратной связью. Внешняя об­ ратная связь выбирается такой, чтобы результирующая обратная связь в каскаде была отрицательной на резо­ нансной частоте.

3. Применение каскодпых включений ламп или транзисторов. Каскодные включения имеют значительно большие величины активности А, что обеспечивает су­ щественное увеличение Kyt. Выбор того или иного спо­ соба повышения устойчивости зависит от конкретных требований, предъявляемых к усилителю и от величины

244

отношения A T p i / Z C y i . Нейтрализация и	коррекция обеспе­
чивают повышение устойчивости при	Kvi/Kyi^:2 + 3. Пе­

реход к каскодпым соединениям в отдельных случаях позволяет получить еще больший выигрыш в усилении, что увеличивает стоимость усилителя и усложняет его.

7.5. НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ ВНУТРЕННЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ

Для нейтрализации внутренней обратной связи в усилительных приборах их соединяют с так называе­ мыми нейтрализующими четырехполюсниками, обычно линейными и пассивными. Параметры нейтрализующего

четырехполюсника	выбирают так, чтобы результирую-
z	7/

Рис. 7.10. Обобщенные схемы основных типов нейтрализации.

щая обратная связь в каскаде была как можно слабее. Возможны четыре схемы нейтрализации (рис. 7.10):

—последовательная нейтрализация типа z;

—параллельная (нейтрализация типа у);

—последовательно-параллельная (нейтрализация

типа h);	(нейтрализация
— параллельно-последовательная
типа g ).

Условие нейтрализации сводится к тому, чтобы у сум­

марного четырехполюсника		параметры	zi2, ij\2, h\2. g 12
были равны нулю.		получила	практического
Нейтрализация типа z не
применения из-за сложности схемной реализации.
Наибольшее	практическое применение в транзистор­
ных УПЧ нашла	нейтрализация типа у.		Она требует

не только включения во внешнюю цепь обратной связи двух элементов, но и наличия в схеме каскада фазовра­ щающего трансформатора (или автотрансформатора), в качестве которого используется межкаскадная цепьСвойства нейтрализации типа у существенно зависят от параметров межкаскадной цепи (фазовой характери­ стики), что в известной степени ограничивает ее широ­ кополосность.

Нейтрализации типа h и g по своим свойствам близ­ ки друг другу. Они требуют включения в цепь внешней обратной связи большего числа элементов, чем нейтра­ лизация типа у, но не нуждаются в фазовращающем трансформаторе, что обеспечивает широкополосность этих способов нейтрализации и является их основным достоинством. Наиболее часто они используются в лам­ повых УПЧ, так как требуют дополнительно трех эле­ ментов (против четырех в транзисторных УПЧ).

Принцип действия нейтрализации типа у основан на том, что часть энергии сигнала из коллекторной цепи (рис. 7.11,а), через проводимость цепи нейтрализации ŸN подается в противофазе в цепь базы, компенсируя на ней сигнал, прошедший через обратную проходную про­ водимость транзистора ÿi2- Нетрудно показать, что усло­ вие нейтрализации имеет вид

YN = — [rriil ( 1—m i) ] y i2

(7.53)

в качестве YN используются параллельные и'последова­ тельные RC- цепочки.

Имея в виду, что —#i2=:S‘i2+ /(oC12,

| /шСд (1 + i<vCNRN) (рис. 7.11, б).

Y„ = К	Т	О+/«Сдг		(рис. 7.11, в).
Из (7.53) получаем		I
			— m t
		mtgi2 О + а?г)
		(1— mi
		mxgis	1
^	. (	1 + i	)	(pi'c' 7Л1- б)’

c» =	(7.54)
Й ^ ( р и с .	7.11,0.

где ai2 = 2 nfpCi2/g\2-

246

Сравнивая между собой формулы для RN и CN ви­ дим, что параллельная ^C -цепочка обеспечивает точную нейтрализацию в полосе частот, в пределах которой £12 и С12 практически остаются постоянными. Последова­ тельная цепочка обеспечивает нейтрализацию только на частоте /р. Однако при параллельной цепи нейтрализа-

Рис. 7.11. Схемы	нейтрализации типа	у в транзисторном УПЧ:
а — принципиальная;	б — с последовательной;	о — с параллельной цепочками
	нейтрализации.

ции постоянное напряжение из коллекторной цепи попа, дает через резистор RN в цепь базы, что может вызвать недопустимые изменения режима транзистора. Для устранения этого недостатка приходится в цепь нейтра­ лизации включать последовательно разделительный кон­ денсатор, что нежелательно из-за увеличения количе­ ства деталей, или переходить (в режиме оптимального согласования) к схеме, в которой совмещены цепи ней­ трализации и питания транзистора постоянным током

(рис. 7.12).	входит в цепь нейтрализации	и совмест­
Резистор
но с резистором R3 образует в то же время		делитель

питания базы постоянным током. Сопротивление рези­ стора R2 определяется при расчете режима транзистора

Р и с . 7 . 1 2 . С х е м ы с о в м е щ е н н о й н е й т р а л и з а ц и и т и н а / / :

Q — одноконтурный; б — двухкоитурныН каскады.

и его температурной стабилизации. Коэффициент транс­ формации, определяющий включение контура в цепь коллектора, и емкость конденсатора цепи нейтрализации рассчитываются по формулам

nii= l/(l+gW ?2), CN = miCl2/ ( l —!Щ).				(7.55)
Собственная емкость контура
С =	2 (С,	m2(daU— d3)/(d3— d) (doll — d3)
		(рис. 7.12, a),		(7.56)
C, =	m\C„ (rfo... - d0)!{da-		d) (pue. 7.12, 6),
где an, don,	d0Bi	определяются	соответственно	форму,
лами (2.12),	(5.28), (5.157).

Рис. 7.13. Схемы нейтрализации типа h в ламповом каскаде:

а — принципиальная; б — эквивалентная.

Нейтрализацию внутренней обратной связи в лам­ повых УПЧ применяют в малошумящих входных кас­ кадах на триодах. Примером такого каскада является схема, показанная па рис. 7.13. В ней применена нейтра­ лизация типа h, которая представляет собой мостовую схему (рис. 7.13,6). Входной L\C{ и выходной L2C2 кон­ туры включены в разные диагонали моста.

Условия баланса моста имеют вид

__п п	— >лч	(7.57)
о	(' — ('

Резистор R N в н о с и т в сеточную цепь тепловые шумы. Ими можно пренебречь, если они не превышают 10% от наведенных шумов в цепи сетки, т. е. при gW?jv<^0,ltg

(tg=3-î-5 — относительная	шумовая	температура наве­
денных шумов). Принимая	tg = 5, из	(7.57), определяем
RN = 0,5/gm<, Ci\r2= 2CgK,
CNI = CnzCag/CgK.		(7.58)

Резонансный коэффициент передачи по напряжению преобразователя частоты из-за наличия в схеме делите­ ля ggK, R N уменьшается примерно на 30%.

На практике нейтрализация не может быть абсолютно точной из-за неодинаковой зависимости параметров усилительных приборов и проводимости цепи нейтрализации от частоты, напряжений источни­ ков питания и температуры. Неизбежно нарушение нейтрализации в условях эксплуатации даже в том случае, если при первичной на­ стройке она была точной. Расчет номинальных значений элементов цепи нейтрализации ведется, исходя из средних значений параметров усилительных приборов, что заведомо приводит к невыполнению ней­ трализации в реальных каскадах. К этому же приводит дискретность номиналов серийно выпускаемых промышленностью резисторов и кон­ денсаторов, включаемых в цепь нейтрализации. Указанные факторы ограничивают величину выигрыша з усилении за счет применения нейтрализации. Оценка этого выигрыша для нейтрализации типа у может быть сделана следующим образом. Максимальный устойчивый коэффициент усиления каскада без нейтрализации определяется вы­ ражением (7.44). При включенной цепи нейтрализации это выраже­ ние принимает вид

где |IA«/J2 |, |A#2I I — максимальные отклонения модулей результирую­

щей обратной проходной проводимости \уи\ за счет нарушения ней­ трализации и непостоянства \yu\-

Отсюда, полагая

| &У\2 1 I Д#21

1 у12 г I 1/21

находим

II

о

•I- юо

Ry\N = =2 ч- 3.

Таким образом нейтрализация без подстройки обеспечивает уве­ личение устойчивого коэффициента усиления в 2 — 3 раза.

7.6. КОРРЕКЦИЯ ВНУТРЕННЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ

Коррекция, так же как и нейтрализация, основана на использо­ вании в каскаде внешней обратной связи. Рассмотрим ее схемные реализации на нескольких примерах.

250