книги / Радиоприемные устройства.-1

Приведенный анализ полученных зависимостей для схем УРЧ показывает, что обе схемы не могут обеспечить равномерное усиление в пределах поддиапа­ зона. Для выравнивания усиления вТРЧ следует применять методы взаимной частотной коррекции с использованием: 1) двух каскадов УРЧ с разными ре­ жимами работы выходной цепи УП (удлинения в одном каскаде и укорочения в другом) ; 2) комбинированной связи контура сУП в одном каскаде (емко­ стной и трансформаторной в режиме удлинения); 3) различных режимов во входной цепи и УРЧ (например, удлинения во входной цепи и укорочения в УРЧ).

4.5. Шумы усилителя радиочастоты и входной цепи радиоприемных устройств

При использовании УРЧ (см.п. 2.1.3) с усилением по мощности Кр > 10 шумы радиоприемника практически полностью определяются свойствами ВЦ и УРЧ. Поэтому исследуем структуру этой части приемного тракта (рис.4.17), содержащей эквивалентный источник сигнала (антенну) с проводимостью Уг , избирательную систему (ИС) входной цепи, произвольный трехполюсный уси­ лительный прибор УП, а также цепи связи ЦС1 иЦС2 избирательной системы с источником сигнала и УП.

В соответствии с методикой расчета уровня шумов в РПУ (см. п. 2.3.3) рассмотрим эквивалентную шумовую схему структуры, приведенной на

рис. 4.17. Она включает шумовые генераторы, приведенные ко входу УП: ис­

точника сигнала ( /щ г), колебательной системы (/щ )	и УП (/шУП)- В соот­
ветствии с п. 2.3.3 квадраты шумовых токов равны: J1	= 4kTAG П , I 2 =

= AkTG^TI, где Тк , Т —соответственно эффективная шумовая температура антенны и температура окружающего РПУ пространства; П —полоса пропус­ кания приемного тракта (практически тракта промежуточной частоты); GK — эквивалентная проводимость в одном из сечений ИС. Для ИС в виде одиноч­ ного контура Gk = 1/Лк ,где R K —его резонансное сопротивление.

Рис.4.17

Приведем все шумовые генераторы и проводимости (см, рис. 4.17) к сечению 11 , т. е. ко входу УП. На рис. 4.18

/ '2	= 4 k T G 'n , V	= 4 k T f i ' n ,		(4.42)
ш .к	к * ш.г	А г	9

где G1 = G /и п. - коэффициент трансформации напряжения от сечения; где включена проводимость GK , до входа УП; G' = GTn y n 2 ; п1 —коэффи^ циент трансформации напряжения от входа РПУ до сечения с проводимость^

Выразим ток эквивалентного источника УП через его коэффициент шум*

К уп . По определению (1.20) К шуп находится					(см. рис. 4.18) следующий
образом:		_	2
/2	+ /	2
			+ j,*
шУП		ш.г ш.к			(4.43)!
К шУП	!*2	+	72
	/ '		/ '
	ш.г		ш.к
В (4.43) соответствующие мощности заменены квадратами шумовых тс»,
ков, так как мощность Р		. пропорциональна / 2 . , а шумы источника дляУ1||
определяются шумами антенны и ИС, т. е.				г Ф	1 ^ к
Подставляя (4.42) в (4.43) и решая (4.43) относительно /щ УП> получаец
7шУП = 4 к П (*ш УП " ^			СГ + T G ' y ) - Коэффициент шума тракта			(см.
рис. 4.18) находится в соответствии с определением и выражением для						/ ^ у
следующим образом:						^
/2	+ / 2		+ / / 2	T .G ' + TG '
1 шУП	ш.к		ш .г	А г	к
К	I ' 2		= К ш УП	г * с ;
	ш.г

Если Гд = Т , то

*ш =*и,уп<с ,'+ СЖ

<4.44>

Рассмотрим возможность минимизации коэффициента шума РПУ /Гш.Так как К шуп является функцией от эквивалентной проводимости G э = G ' +

+ G^	(см. (2 .4 7 )),коэффициент шума тракта (см .рис.4.17)	также зависит
от двух переменных Сг; и G ^,T. е. определяется двумя коэффициентами свя­
зей ^	и п 2 .Условие экстремума К ш (см. (2.48)) для двух	степеней свобо­
ды (п	п 2 или G*v , G^) допускает бесчисленное множество	решений и та­

ким образом не является однозначным. Для исключения неоднозначности вве­ дем дополнительное требование —получение заданной полосы пропускания

ИС или величины относительного еерасширения у (см. (4.25)). Например, для

случая ИС в виде колебательного контура у определяется	из	выражения, ана­
логичного (4.25). Трансформируя все проводимости в (4.25)		ко входу УП ,
т. е. к сечению 11 , можно записать:
GГ' + Gк'+ Gвх
Таким образом, задача оптимизации связей в ИС сводится к задаче поиска
условия минимума функции двух переменных G' , G*	(см. (4.44)) при до­

полнительном условии (4.45) для тех же переменных.

На рис. 4.19 приведены качественные характеристики, иллюстрирующие результаты решения этой задачи для случая, когда режим К ш ед/^шУП дости­ гается при относительно сильной связи контура с УП и широкой полосе про­ пускания (у » 1 ) . Из анализа характеристик, приведенных на рис. 4.19, ел©-* дует:

1)коэффициент шума РПУ К ш не может быть меньше минимального ко­ эффициента шума УП (значение К ynmin соответствует (2.50)) ,а в пределе лишь стремится к нему;

2)уменьшение полосы пропускания колебательного контура ВЦ может

привести к увеличению оптимизированного коэффициента шума К т t срав­ нительно с К ш ynmin , при этом чем уже полоса пропускания контура ВЦ, тем

больше потери в реальной чувствительности РПУ;
3) значение оптимальной проводимости GT э t		эквивалентного для УП
источника Gr =	+ Gг' зависит от требований к	полосе пропускания кон­
тура ВЦ;
4) с увеличением входной проводимости УП GBX для обеспечения задан­
ного значения у	следует ослаблять связь контура с усилительным прибором,

что приводит к увеличению Кш . Поэтому предпочтение, особенно для узко­ полосных входных цепей, следует отдать УРЧ с высокоомным входным им­ педансом, например каскодного типа (см. рис. 4.7).

Сформулируем общие рекомендации по уменьшению коэффициента шума РПУ. К ним относятся: а) выбор достаточного коэффициента усиления УРЧ, обеспечивающего пренебрежимо малое влияние шумов последующей части тракта; б) выбор оптимальных связей избирательной системы входной цепи с антенной иУП; в) применение в УН малошумящих УП, а также соответству­ ющих режимов их работы по постоянному току. Например, для маломощных биполярных транзисторов рекомендуется постоянная составляющая тока кол­ лектора Ik opt = 1 —3 мА (рис. 4.20, а) , напряжение на коллекторе не более \Uk01= 8 - 12 В; г) применение УП в частотной области, где его шумы мини­ мальны и не зависят от частоты (область "белого шума’*), На рис. 4.20, б по­ казана типичная частотная характеристика шумов ряда УП, используемых в технике радиоприема. Она содержит область низкочастотных шумов (со < < ojj), область высокочастотных шумов (со >со2) и область "белого шума" (cjj < со < со2) . Приближенно можно считать, что со2 **0,1сотах , где а>тах - максимальная частота генерации-УП.

4.6.Полосовые усилители

4.6.1.Усилитель с одиночными одинаково настроенными контурами

Различают два способа построения трактов с усилением в заданной неиз­ менной полосе частот: 1) с распределением цепей избирательности по тракту; 2) с цепями избирательности, сосредоточенными в одном каскаде (реже в не­ скольких каскадах) тракта. На рис. 4.21, а приведен многокаскадный полосо­ вой усилитель, содержащий отдельные усилительные каскады, в каждом из которых своя избирательная цепь (ИЦ). На рис. 4.21, б показан тракт, в кото­ ром избирательные цепи сосредоточены в одном фильтре (так называемом

фильтре сосредоточенной избирательности или селективности (ФСИ или ФСС)). Распределение функции избирательности в полосовых усилителях осуще­ ствляется с использованием простейших избирательных цепей: одиночных ко­ лебательных контуров или двухконтурных полосовых фильтров. В фильтрах сосредоточенной избирательности используются различные физические эффек­ ты: явления параллельного и последовательного резонансов в LC-цепях; пре­ образование электрических колебаний в механические, и наоборот (электро­ механические фильтры (ЭМФ)); колебания в кварцевых и пьезорезонаторах, а также принципы акустоэлектроники — (фильтры на поверхностных акусти­ ческих волнах (ПАВ)). В последнее время широкое распространение получа­ ют полосовые усилители на основе активных ЛС-фильтров, не содержащих

компоненты индуктивного характера.

Рассмотрим последовательно особенности полосовых усилителей различ­ ных типов, начиная с простейшего — усилителя с одиночными одинаково на­ строенными контурами. В этом типе усилителя используется цепочечное (кас­ кадное) включение п одинаковых каскадов, содержащих резонансные колеба­ тельные контуры, подключенные ко входным и выходным цепям УН непосред­ ственно или с помощью ослабленной связи: автотрансформаторной (см. рис. 4.4) или трансформаторной (см. рис. 4.15, а ) . Очевидно, в случае УПЧ с неизменной частотой настройки на промежуточную частоту РГГУ вместо кон­ денсаторов переменной емкости С используются конденсаторы постоянной емкости.

При анализе характеристик многокаскадных полосовых усилителей необ­ ходимо выяснить влияние числа каскадов п на коэффициент прямоугольно-

а

Рис. 4.21

сти* п 7 (см. (1.24)) и усиление, а также определить предельные возможности усилителя рассматриваемого вида и дать рекомендации по его применению.

Коэффициент прямоугольности К п^ находится на основании анализа АЧХ усилителя. Последняя определяется произведением резонансных характери­ стик отдельных каскадов: у = У гУ 2 У , тцеу( —обобщенная резонансная

характеристика	/-го каскада (у. = /С //^0; К i0 -	резонансный коэффициент
усиления) ; п —число каскадов.
В случае одинаковых, настроенных на одну частоту f Q каскадов, можно
записать
У1 = Уг=' ~=Уп'				(4.46)
Резонансная характеристика одного каскада, как известно, определяется
выражением
	1			(4.47)
Ух =
х /Т Т р
2Д /	- обобщенная расстройка; Д / =	/	/ 0 -	абсолютная рас-
где %= ------ б э
стройка относительно центральной частоты УПЧ / о; Q3 ~			fJT I	—эквивалент­

ная добротность контура однокаскадного УПЧ с заданной полосой пропуска­ ния Я .

Из	(4.46) и (4.47)					1	)	п		не-
			получаем у = ( — ■■■					. Для нахождения К
						ч А Г Г Г
обходимо получить		выражения			для полосы		пропускания УПЧ на уровнях
7(Я )	и 0,7 (Я07) . Для определения Я								1	п
						приравняем у и у , т. е. у = ( -				- ),
									\/1+£*
где ^	- обобщенная расстройка, соответствующая уровню у . Решая послед-
нее уравнение относительно Ц , находим £								__ZT — 1. Так как		=
2ДL								V 7*		Т
•у — Q3 , получаем
	-	f ‘		П	----------	= П ,*>,(»)		,	(4.48)
	Н у - 2AfT~	7	*	7— _ - 1
				V 7					_______
где Яэ= /0/Сэ—полоса пропускания однокаскадного УПЧ; ^									(и) = у ---------1	_
функция, убывающая с ростом п .									W
Используя (4.48),определяемЯ07 как Я ^для								у =

п.0,7		(4.49)
Тогда
s	/ l 2	(4.50)
* п 7 =
( У У - 1)
Анализ выражении	(4.48), (4.49) показывает, что сростом п П' и Я ^

уменьшаются, стремясь в пределе к нулю при п-+°° . Поэтому для обеспечения заданной полосы пропускания многокаскадного УПЧ при увеличении числа каскадов необходимо соответственно уменьшать добротности контуров в каждом из каскадов, т. е. расширять их полосы пропускания. При этом одно­ временно уменьшаются эквивалентные сопротивления контуров и соответст­ венно коэффициенты усиления каждого из каскадов.

Как следует из (4.50), К п,^ является монотонно падающей функцией и

При п -» 00	коэффициент К	стремится к своему пределу K nymin >который
зависит от у . Так, в случае у = 0,01 предел K nQ01 при			00 равен 3.6.
Резонансный коэффициент усиления УПЧ A Q в случае одинаковых каска­
дов
*о	= * 0 1		(4 -51)

где K Ql —коэффициент усиления одного каскада.

В соответствии с (4.38) для усилителя с одиночным контуром

(4.52)

Введем в (4.52) полосу пропускания контура одного каскадаП много­ каскадного УПЧ с результирующей полосой Я э . Для этого представим выра­ жение для Дэ1 в виде R 3l = G3 lP »где <2э1 = / 0/# э1; р = l/coQC ; С - пол­ ная емкость контура, т. е.

		/»	1	1
				(4.53)
		П . *		2пСПЭ 1
Подставляя (4.53) в (4.52), находим
К.01		1Г211”2		(4.54)
		2тгСПэХп1
и на основании (451) получаем
К		1^21К		(4.55)
	о	= (
		4 2 я07э1л1 )

Для определения полосы пропускания одного каскада П подекадного УПЧ воспользуемся выражением (4.49), где вместо Т ^ 7 необходимо подста­

вить заданную полосу Пэ		всего усилителя, а вместо 77э —полосу # э1 , т. е.
Яэ = Я э1( \ f l ~ - 1)1/2 , откуда
Я Э1 = ЯЛ	(«),	(4.56)
п.---	—1/2	- функция, возрастающая при увеличении л .
ще <р2 (я) = ( V 2 -	1)
Подставляя (4.56) в (4.55), получаем окончательное выражение:
* 0 =		(4.57)

ще ЯГод - коэффициент усиления одного каскада с полосой, равной			полосе
пропускания всего усилителя:
— - -		_____ -	(4.58)
00 2 я 0 7 эи1
<р3 (л) —функция, быстро убывающая с ростом л ,
		1
		( v ' T - 1)"/2
		(<Р2(п) У
Выражение	(4.57) показывает, что зависимость K Q = f(n ) имеет макси­
мум при и =	и	(рис. 4.22). Физическая сущность подобного, на первый

взгляд, необычного явления связана с тем, что наращивание числа каскадов без изменения параметров контуров сопровождается сужением результирую­ щей полосы пропускания тракта (обобщенные резонансные характеристики перемножаются). Поэтому для сохранения заданной полосы#э необходимо с увеличением числа каскадов расширять их полосы # э1 , т. е. уменьшать доб­ ротности контуров Сэ х. В итоге усиление одного каскада падает. При п *> > nQpt этот фактор оказывается доминирующим и дальнейшее увеличение чио

ла каскадов становится нерациональным. Количественная связь требуемой по­ лосы пропускания одного каскада Я с заданной полосой всего усилителя

# э видна из выражения (4.56) .

Следует отметить, что характеристики, приведенные на рис. 4.22, позволя­ ют определить максимальную полосу, при которой использование данного ви­ да усилителя оказывается еще возможным. Задаваясь минимальным необхо­ димым усилением Я’отш » можно выбрать ту кривую из семейства ( см. рис. 4.22), максимум или определенное значение которой соответствует ^Omin ^ак как эта к Ривая имеет вполне определенный параметр К 00 , по его величине из (4.58) находится максимальная полоса # этах • Для типовых УП эта полоса составляет 1—2 МГц, что для ряда радиосигналов оказывается не­ достаточным. Дальнейшее расширение полосы будет сопровождаться вынуж­ денным уменьшением Q { , K QQ и, следовательно, A*0min (на рис. 4.22 переход от кривой 1 к кривой 2).

Трудности реализации широкополосного усиления диктуют необходи­ мость предельного использования резервов усиления одного каскада/Г01 (см. (4.54)). С этой целью необходимо применять УП с большой проводимостью прямой передачи l^ 211и уменьшать емкость контура. Однако требования к стабильности АЧХ усилителя противоречат такому уменьшению емкости С Поэтому последняя выбирается при условии компромисса между усилением и стабильностью.

Таким образом, для усилителя с одиночными одинаково настроенными контурами характерны простота и удобство настройки при изготовлении (по максимуму сигнала на выходе тракта) , однако у него недостаточно высокие показатели: значительно больше единицы и относительно неширокая по­ лоса пропускания.

4.6.2. Усилитель с одиночными взаимно расстроенными контурами

Физическая сущность улучшения основных показателей усилителя за счет расстройки контуров легко прослеживается на примере пары взаимно и сим­ метрично расстроенных относительно центральной частоты УПЧ / контуров с обобщенными резонансными характеристиками у у и у 2 (рис. 4*23). Полоса пропускания пары каскадов при расстройке будет шире, чем при настройке контуров на одну частоту, так.как в области частот, где спектр сигнала частич­ но подавляется одним контуром, второй контур эту область частот подчерки­ вает. Так как в полосовом усилителе следует поддерживать неизменную за­ данную полосу, необходимо скомпенсировать расширение полосы усилителя при расстройке контуров сужением их полос пропускания, т. е. увеличением добротности Q3 l. В итоге уменьшается коэффициент прямоугольности Кп^ , возрастают крутизна склонов АЧХ пары каскадов и усиление каждого каска­ да (нагрузочный контур имеет большее эквивалентное сопротивление R 3l) .

Как и в	п. 4.6.1, можно получить выражения для л-каскадного тракта
(л —четное число):		= <р4(л ), K Q = /Г£0<р5(л ). Особенностью этих выраже­
ний является	зависимость результатов от параметра абсолютной Д /0 или