638_Nosov_V.I._RRL_STSI_Osnovy_TSPS__i_postroenija_RRL_

						Линеари-
УПЧ		СМ		ФБП		затор		УСВЧ

Гет.

а

Р вых

7 дБ

Р вх макс	Р вх

б

U1

U3Л

U3

в

Рисунок 3.17. Структурная схема передатчика с линеаризатором.

201

K(f)

Выход

УПЧ

f

fПЧ

K(f)

Выход
гетеро-
дина			f
		fГЕТ
K(f)

Выход
смеси-
теля	f

fГЕТ - fПЧ fГЕТ fГЕТ + fПЧ

K(f)

Выход

ФБП

f

fГЕТ - fПЧ

Рисунок 3.18 Преобразования сигналов в передатчике

3.2.4 Блок цепей разделения и АВТ

С выхода передатчика СВЧ сигнал поступает на фильтры объединения стволов ФОС, где с помощью ферритовых циркуляторов ФЦ и полосовых фильтров ПФ на объемных керамических резонаторах объединяются сигналы нескольких передатчиков рис.3.19.

Использование объемных керамических резонаторов в полосовых фильтрах при объединении стволов позволяет уменьшить габариты фильтров объединения и увеличить температурную стабильность настройки амплитудночастотных и фазово-частотных характеристик фильтров.

Объединенный сигнал поступает на устройство разделения приема и передачи (УР), который также называется дуплексером и выполняется на основе трехплечего ферритового циркулятора [2,10].

202

Далее сигнал по волноводу через поляризационный селектор (ПС) поступает в антенну и излучается в сторону соседней станции рис. 3.20. В качестве волноводов в СВЧ тракте в аппаратуре и в фильтрах объединения и разделения стволов используются прямоугольные волноводы, которые пропускают только одну поляризацию. Поэтому эти устройства выполняются отдельно для горизонтальной и вертикальной поляризации.

ПН

ФЦ1

ФЦ2

ФЦ3

ФЦ4

К АВТ

ПФ1			ПФ2			ПФ3			ПФ4
f1		f2				f3		f4
От Пд1			От Пд2			От Пд3			От Пд4

Рисунок 3.19 Структурная схема фильтров объединения стволов

Так как в частотных планах радиорелейных линий предусмотрено использовать разные виды поляризации для соседних стволов, то волноводы, связывающие устройства разделения приема и передачи, расположенные внизу, с антенной должны пропускать две поляризации – горизонтальную и вертикальную. Если использовать в качестве такого волновода круглый волновод, который может одновременно пропускать два вида поляризации, то при этом достаточно одного волновода от аппаратуры нижнего расположения до антенны. Однако волноводам круглого сечения свойственно несколько существенных недостатков. Первый из них – это высокая стоимость его изготовления. При этом такие волноводы удается изготавливать секциями длиной не более 5 метров, что приводит к необходимости стыковки секций. Неточность изготовления круглого волновода и наличие достаточно большого количества стыков при соединении секций волноводов приводит к появлению: кроссполяризационных помех, т.е. к переходам с одной поляризации на другую; высших типов волн и ухудшению коэффициента бегущей волны, т.е. к увеличению потерь при распространению волн в волноводе. По этим причинам круглые волноводы для соединения аппаратуры нижнего расположения с антенной в настоящее время не используются.

203

ПС

Основная

антенна

ФОСг УРпд-пр

Волноводы

от Пд

ФОСв		УРпд-пр

ФРСг

УПЧ1

ФРСв

ПС

Разнесенная

антенна

ФРСг

Волноводы

К разнесенным Пр

ФРСв

Рис. 3.20. Структурная схема антенно-волноводного тракта.

В качестве таких волноводов используются эллиптические волноводы гибкие (гофрированные) ЭВГ. Поскольку эллиптический волновод пропускает только один вид поляризации, то для соединения аппаратуры с антенной приходится использовать два волновода, однако он оказывается не дороже одного круглого волновода. Выполняется эллиптический волновод из тонкой медной фольги, покрытой полиэтиленом. Для придания прочности волноводу медную

204

фольгу гофрируют. В результате получается гибкий волновод, который наматывается на барабаны для транспортировки. Это дает возможность делать волновод снижения одной строительной длиной по высоте подвеса и иметь всего два стыка в местах его соединения с аппаратурой и с антенной. Схема волноводного тракта с двумя эллиптическими волноводами по сравнению с одним круглым волноводом позволяет обеспечить более высокую кроссполяризационную развязку и уменьшить потери энергии в волноводном тракте из-за отсутствия большого числа стыков.

В настоящее время в высокоскоростных цифровых РРЛ также используется верхнее расположение аппаратуры непосредственно возле антенны. При этом в выносном блоке ODU (Out Door Unit) передатчик, а во внутреннем блоке IDU (In Door Unit) аппаратура блоков обработки секционного заголовка и резервирования, модулятора – демодулятора. Соединение внутреннего и выносного блоков при этом осуществляется по промежуточной частоте 70 или 140 МГц с помощью коаксиального кабеля.

Поляризационный селектор ПС или поляризационный фильтр всегда располагается возле антенны и служит для объединения волн различной поляризации при работе на передачу и разделения этих волн при работе на прием.

Структурная схема антенно-волноводного тракта для нижнего расположения аппаратуры с использованием эллиптических волноводов для основной антенны, которая работает на передачу и на прием и для разнесенной антенны, которая работает только на прием, представлена на рис. 3.20. Для разнесенной антенны (SD – Space Diversity), работающей только на прием, будут отсутствовать устройства разделения приема и передачи.

3.2.5 Блок приемника

Излученные антенной передающей стороны радиоволны принимаются антенной приемной стороны. Антенно-волноводный тракт приемной стороны имеет такую же структуру, как и на передающей стороне, рис 3.20.

На вход приемной антенны помимо основного луча приходят лучи, отраженные от поверхности земли и от неоднородности тропосферы, т.е. сигнал, имеет многолучевую структуру. При распространении радиоволн на пролете РРЛ происходит искривление траектории распространения радиоволн из-за изменения градиента относительной диэлектрической проницаемости тропосферы, которая постоянно изменяется в связи с изменениями температуры, давления и влажности. Это явление получило название рефракции радиоволн. Из-за наличия рефракции радиоволн постоянно изменяется разность хода прямого и отраженных лучей и, следовательно, изменяется разность фаз между ними.

Из-за многолучевого распространения и рефракции радиоволн на приемной стороне возникают замирания (изменения) уровня принимаемого сигнала. Различают два вида замираний сигнала общие и селективные.

Общие замирания возникают при положительной рефракции (субрефракции) и вызваны экранирующим действием препятствий на пролете РРЛ. Этот

205

вид замираний характеризуется большим периодом от единиц до десятков минут (из-за этого их еще называют медленными замираниями) и они наблюдаются одновременно в широкой полосе частот, захватывающих сразу несколько стволов, и в большой области пространства, т.е. имеют большую частотную и пространственную корреляцию.

Селективные замирания возникают из-за многолучевой структуры принимаемого сигнала и вызваны изменением разность фаз принимаемых лучей. Такие замирания имеют период от долей до единиц секунд (из-за этого их еще называют быстрыми замираниями) и они наблюдаются одновременно в небольшой полосе частот, захватывающих только часть полосы частот ствола, и в небольшой области пространства, т.е. имеют небольшую частотную и пространственную корреляцию.

Таким образом, многолучевая структура и рефракция принимаемых радиоволн приводит к значительному изменению: коэффициента усиления в тракте передачи при медленных замираниях сигнала; неравномерности АЧХ в полосе ствола на промежуточной частоте и величины межсимвольных помех в основной полосе цифрового сигнала при быстрых замираниях. Межсимвольные помехи особенно ощутимы в высокоскоростных РРЛ, в которых длительность символа цифрового сигнала становится соизмеримой с разностью хода лучей.

Оба эти явления приводят к недопустимому снижению помехоустойчивости приема и к необходимости использования на приемной стороне различных способов борьбы с последствиями многолучевого распространения и рефракции радиоволн. К таким способам относятся: пространственное и частотное разнесение; адаптивная компенсация неравномерности АЧХ; адаптивная компенсация межсимвольных помех; использование избыточного кодирования.

Приемная часть оконечной станции начинается с двух антенн основной и разнесенной по высоте h рис. 3.21, что позволяет реализовать пространствен- но-разнесенный прием и уменьшить влияние селективных замираний на качество работы РРЛ. С выходов антенн сигналы через поляризационный селектор, волноводы и устройства разделения приема и передачи поступают на фильтры разделения стволов и через них на основной и разнесенный приемники.

В приемниках осуществляется: усиление сигналов в малошумящих усилителях; преобразование СВЧ сигналов в сигналы промежуточной частоты, после чего сигналы поступают на устройство комбинирования сигналов (УКС). При приеме цифровых сигналов нельзя использовать автовыбор сильного сигнала, как это делается в аналоговых РРЛ. Так как при этом возможно появление эффекта проскальзывания, т.е. возникновение пачек ошибок. Поэтому в РРЛ СЦИ используется сложение разнесенных сигналов (рис. 3.21).

206

Аосн
h
Аразн	МШУ1	СМ1

Гет1

	ФД		Σ

φ1

МШУ2	СМ2	УПЧ2	φ2

Рис.3.21 Разнесенный прием в РРЛ СЦИ

При сложении сигналов осуществляется динамическое фазирование сигнала промежуточной частоты ПЧ разнесенного приемника под сигнал ПЧ основного приемника, для чего в цепи гетеродина разнесенного приемника устанавливается фазовращатель 1, управляемый с выхода фазового детектора устройства комбинирования сигналов. Фазовый детектор и фазовращатель осуществляют динамическое фазирование сигналов, т.е. компенсируют изменяющуюся разность фаз разнесенных сигналов, возникающую в результате изменения условий распространения сигнала на пролете.

Помимо динамического фазирования сигналов ПЧ в тракте приема, используется статическое фазирование. С помощью фазовращателя 2 компенсируется постоянная разность фаз сигналов принятых на основную и разнесенную

по высоте антенны. В качестве фазовращателя	2 используется отрезок кабеля
длиной равной величине разноса по высоте	h основной и пространственно
разнесенной антенн.
207

После сложения фазированных сигналов сигнал ПЧ с выхода УКС поступает на корректор группового времени запаздывания (ГВЗ) τКОРР, с помощью которого достигается высокая линейность фазово-частотной характеристики ( ). Групповое время запаздывания и его неравномерность в полосе ствола

определяются выражением

	d ( )	,				(3.8)
ЗАП	d		ЗАП	ЗАП	КОРР

Неравномерность ГВЗ в полосе частот ствола не должна превышать единиц наносекунд.

После корректора ГВЗ сигнал поступает в основной УПЧ, где осуществляются: основное усиление сигнала ослабленного на пролете; автоматическая регулировка усиления для компенсации общих замираний в стволе; фильтрация сигналов соседних стволов в полосовом фильтре.

Затухание сигнала на пролете обусловлено, в основном, его затуханием в свободном пространстве LСВ за счет сферической расходимости радиоволн, излучаемых антенной

4		R 2
LСВ			(3.9)

где R – длина пролета; = (с /f) – длина волны СВЧ сигнала.

Затухание сигнала, рассчитанное по формуле (3.9) для пролета длиной 50 км для частоты сигнала 5 ГГц, составляет примерно 130 дБ, поэтому коэффициент усиления основного УПЧ должен быть не менее 80 – 90 дБ.

Поскольку глубина общих замираний сигнала в стволе, вызванных изменением рефракции, может достигать десятков децибел, то глубина автоматической регулировки усиления должна быть не менее 60 дБ. Это означает, что при изменении амплитуды входного сигнала на 60 дБ, амплитуда выходного сигнала будет изменяться в пределах 1 дБ.

3.2.6 Блок демодулятора

С выхода УПЧ сигнал поступает на адаптивный частотный эквалайзер

(АЧЭ), где производится компенсация селективных замираний сигнала в стволе. Селективные замирания в стволе обусловлены многолучевой структурой принимаемого сигнала и вызываются изменением разности фаз приходящих лучей из-за рефракции радиоволн. При этом предполагается, что в стволе РРЛ вероятность появления двух глубоких селективных замираний чрезвычайно мала [2,9,10]. Тогда картина селективных замираний в трех соседних стволах РРЛ имеет вид, представленный на рис. 3.22 пунктирной линией.

208

G(f)

Ствол 1

Ствол 2

Ствол 3

f

Рисунок 3.22 Селективные замирания в стволах РРЛ

Селективное замирание во втором стволе получило название квадратичного замирания, а в первом и третьем стволах – линейного. В АЧЭ устанавливается детектор искажений амплитуды сигнала, который определяет вид селективных замираний в стволе (квадратичные или селективные) и вырабатывает управляющие сигналы для эквалайзеров (выравнивателей) амплитуд сигналов в стволе. В результате осуществляется компенсация неравномерности АЧХ тракта передачи, которая должна иметь величину К ≤ 0,1 дБ.

После компенсации неравномерности АЧХ тракта передачи, вызванной изменением условий распространения на пролете, сигнал поступает на входы двух фазовых детекторов когерентного демодулятора КАМ сигнала рис.3.23.

От АЧЭ					P1
	ФДР				P2
			Синхр.	АЦПР	PN
	ГОПОРН				FT
				ГТАКТ
	π/2

Q1

ФДQ

Q2

АЦПQ

QN

Рисунок 3.23 Структурная схема демодулятора М-КАМ

209

Для осуществления когерентного детектирования необходимо иметь опорное напряжение, фазированное под приходящий сигнал, которое подается на вторые входы двух фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов. Фазовые детекторы осуществляют вычисление проекции принятого сигнала, соответствующего сигнальной точке на фазово-амплитудной плоскости рис. 3.12. В результате на выходах фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов получаются восьмиуровневые сигналы (при 64-КАМ). Фазирование опорного напряжения под входной сигнал осуществляется управляющим сигналом, который вырабатывается путем анализа отклонений уровней принятых сигналов от их номинальных значений.

Эти многоуровневые сигналы посредством АЦП в синфазном и квадратурном каналах рис 3.23 преобразуются в N = 8 восемь цифровых потоков (для 64-КАМ). Для обеспечения работы аналогово-цифровых преобразователей и последующих устройств в блоках демодулятора (MDP) и обработки сигнала основной полосы и резервирования (SCP), осуществляется выделение тактовой частоты из многоуровневых сигналов синфазного и квадратурного каналов. Информация о тактовой частоте заложена в переходах между уровнями, и она используется для синхронизации местного генератора тактовой частоты.

С выходов АЦП восемь цифровых потоков, соответствующих восьмиуровневым сигналам в синфазном и квадратурном каналах, подаются на адап-

тивный трансверсальный эквалайзер (АТЭ).

В АТЭ осуществляется компенсация межсимвольных помех, вызванных ограничением полосы сигнала в приемной и передающей частях оборудования и трактом распространения. Пояснения причин появления указанных выше видов межсимвольных помех приведены на рис.3.24 а, б, в.

На рис. 3.24 а приведены временная и спектральная характеристики, соответствующие цифровому сигналу в коде NRZ. Такой сигнал с прямоугольными фронтами импульсов имеет практически бесконечный спектр.

На рис. 3.24 б приведены временная и спектральная характеристики, соответствующие цифровому сигналу в коде NRZ при ограничении полосы цифрового сигнала с = 1, т.е. отфильтровывается часть спектра этого сигнала, лежащая выше тактовой частоты FT. Ограничение полосы цифрового сигнала приводит к затягиванию фронтов импульсов, но в данном случае, т.е. при = 1, фронты импульса заканчиваются в середине соседних символов и, следовательно, соответствует случаю отсутствия межсимвольных помех, так как решение о принятом символе принимается в решающем устройстве регенератора в середине тактового интервала. По этой причине иметь полосу пропускания тракта передачи цифрового сигнала больше тактовой частоты нецелесообразно.

При дальнейшем ограничении полосы тракта передачи происходит уменьшение амплитуды импульса и еще большее затягивание фронтов импульса рис. 3.24 в, = 0,5. Площадь, занимаемая импульсом, должна оставаться постоянной величиной при любом значении . При < 1 фронты импульса создают напряжения UМСП в середине тактовых интервалов, занимаемых соседними символами, что приводит к изменению амплитуды соседних символов в мо-

210