- •Содержание
- •Введение
- •1 Интегральные микросхемы
- •2 Интегральные микросхемы на моп-структурах
- •2.1 Выбор режимов работы и топологических размеров моп-структур
- •3 Ис на моп-структурах в малошумящих усилителях
- •Заключение
- •Список используемой литературы
- •Петров м.Н. Гудков г.В. Моделирование компонентов и элементов интегральных схем. М.: 2011. – 273с.
2.1 Выбор режимов работы и топологических размеров моп-структур
На основе соотношений (1)—(18) сформулируем рекомендации по определению режимов работы и топологических размеров МОП-транзисторов в аналоговых интегральных микросхемах (ИС).
При выборе типа активного элемента целесообразно сравнить транзисторы по граничной частоте fT, на которой переменный сигнал, протекающий через вход активного элемента, равен переменному сигналу в выходной цепи при условии короткого замыкания выходной цепи по переменному сигналу. Обычно граничная частота зависит от режима работы (рабочего тока и напряжения). Ее высокое максимальное значение позволяет обеспечить требуемую полосу пропускания при малом токе потребления. Для биполярных транзисторов fT соответствует частоте, на которой модуль малосигнального коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером равен единице (|h21e| = |iC/iB| = 1). Граничная частота вертикальных биполярных транзисторов определяется временем пролета носителей заряда через базу, которое не масштабируется при изменении топологических размеров транзистора. Изменение площади эмиттера приводит, в основном, к сдвигу максимума зависимости граничной частоты от эмиттерного тока.
Для МОП-транзисторов fT соответствует частоте, на которой |iD| = |iG|. На основании рисунка 3, соотношений (1), (8) и получим:
(27) |
(28) |
при CGS >> CGB + CGD,
(29) |
при CGS >> CGB + CGD,
(30) |
где C∑G — суммарная емкость, соединенная с затвором. Соотношения (28)—(30) справедливы для области насыщения ВАХ, причем (28), (29) — для длинноканальных, а (30) — короткоканальных транзисторов. Таким образом, fT длинноканальных МОП-транзисторов, работающих в области насыщения ВАХ, не зависит от ширины затвора, обратно пропорциональна квадрату длины затвора и прямо пропорциональна разности напряжений затвор-исток и порогового VGS–VTH. Для короткоканальных МОП-транзисторов в области насыщения ВАХ fTSHобратно пропорциональна длине затвора и не зависит от напряжения затвора, если его величины достаточно для наступления короткоканальных эффектов.
Максимально возможный коэффициент усиления МОП-каскада с общим истоком KMAX в предположении бесконечно большой нагрузки в стоковой цепи составит для длинноканального:
(31) |
(32) |
(33) |
а для короткоканального транзистора:
(34) |
Знак минус в (31)—(34) указывает на то, что каскад с общим истоком является инвертирующим. Полученные соотношения (31)—(34) позволяют рассчитать т.н. коэффициент качества, равный произведению граничной частоты на коэффициент усиления напряжения при разомкнутой цепи стока.
(35) |
(36) |
Таким образом, для длинноканальных МОП-транзисторов величина fT·KMAX не зависит от рабочего режима. Увеличение полосы пропускания каскадов за счет увеличения напряжения на затворе приводит к уменьшению усиления и диапазона напряжения сток-исток, в котором транзистор работает в области насыщения ВАХ и обеспечивается высокое усиление. 3. Коэффициент усиления каскада K с общим истоком в области низких частот при работе с реальной нагрузкой определяется крутизной МОП-транзистора и суммарным сопротивлением всех цепей R∑D, соединенных со стоком, т.е. K ≈ R∑D·gM. Таким образом, при выборе требуемого сочетания усиления и тока потребления рекомендуется обращать внимание на отношение крутизны к току стока в режиме сильной (gM/ID) и слабой (gMW/IDW) инверсии.
(37) |
(38) |
Для типовых величин параметров (NW = 1—2, φT = 26 мВ при 300 K) отношение gMW/IDW окажется в диапазоне 19...39 В–1, что значительно больше, чем в режиме сильной инверсии. Однако необходимо учитывать, что экспоненциальная зависимость тока стока от напряжения затвор-исток в подпороговой области может вызвать большую неидентичность рабочих токов и значительно ухудшить напряжение смещения операционных усилителей. Другим фактором, вызывающим различие характеристик МОП-каскадов, работающих в режиме слабой инверсии, является технологический разброс слабо контролируемого параметра NW. Заметим, что увеличение отношения W/L МОП-транзисторов приводит к росту β и величины максимального тока стока ID0W, при котором транзистор работает в подпороговой области ВАХ.
Увеличение обратного напряжения исток-подложка VSB приводит к уменьшению тока стока, крутизны, увеличению порогового напряжения VTH. При этом уменьшается влияние технологического разброса параметров на ВАХ и приведенный к затвору МОП-транзистора шум подложки. Такой режим работы целесообразно применять во входных каскадах для уменьшения уровня шумов и напряжения смещения нуля.
При проектировании топологии необходимо учитывать, что область полупроводника, в которой индуцируется токопроводящий канал МОП-транзистора, может быть как общей для всех элементов ИС полупроводниковой подложкой, так и областью кармана, изолированного от остальных элементов схемы. В технологических маршрутах изготовления МОП ИС с карманом n-типа канал в n-МОП-транзисторах индуцируется в единой для всех элементов схемы p-подложке, поэтому вывод b n-МОП-транзистора всегда соединен с самым отрицательным потенциалом схемы. В то же время на вывод b p-МОП может быть подан требуемый потенциал. Только технологические маршруты с формированием двух карманов предоставляют возможность соединения вывода b как n-МОП-, так и p-МОП-транзисторов с требуемыми узлами схемы.