- •непрерьгоного и импульсного действия
- •Малахов В. П.
- •УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
- •1.4.1. Входные и выходные данные
- •1.4.3. Коэффициент полезного действия
- •1.4.4. Частотная и фазовая характеристики
- •1.4.8. Нелинейные искажения
- •1.4.9. Амплитудная характеристика
- •1.4.10. Режимы работы усилительных элементов
- •ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ
- •2.2.1. Коэффициент усиления
- •2.2.2. Частотные искажения
- •2.2.3. Нелинейные искажения и помехи
- •2.2.4. Входное сопротивление
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
- •3.1.1. Питание цепей коллекторов биполярных транзисторов
- •8.1.2. Цепи смещения в каскадах на биполярных транзисторах
- •3.1.4. Питание цепей стоков полевых транзисторов
- •3.1.5. Цепи смещения и стабилизации режима работы в усилительных каскадах на полевых транзисторах
- •3.2.1. Каскады с непосредственной связью
- •УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С РЕЗИСТИВНО-ЕМКОСТНОЙ СВЯЗЬЮ
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
- •5.2.1. Однотактный трансформаторный каскад
- •5.2.2. Бестрансформаторный однотактный каскад
- •5.3.3. Бестрансформаторные двухтактные каскады
- •УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
- •ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
- •8.6.1. Защита цепей питания
- •8.6.2. Защита входных цепей
- •8.6.3. Защита выходных цепей
- •8.6.4. Компенсация входного тока сдвига
- •8.6.5. Компенсация входного напряжения сдвига
- •8.6.6. Ослабление влияния синфазного сигнала
- •8.6.7. Увеличение входного сопротивления
- •8.6.8. Увеличение выходной мощности
- •8.6.9. Коррекция частотной характеристики
- •9.4.1. Общие сведения
- •ИДЕАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ
- •ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩИЕ И ИНТЕГРИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
- •ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ И ОГРАНИЧИТЕЛИ
- •14.3.1. Насыщенный ключ
- •14.3.2. Ненасыщенный ключ
- •14.4.1. Основные определения
- •14.4.2. Применение ограничителей
- •Глава 17 МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
- •БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •21.1.1. Классификация триггеров
- •21.1.2. Асинхронный Я&триггер
- •21.1.3. Синхронизируемый RS -триггер
- •21.1.4. Т-триггер
- •21.1.5. Д-триггер
- •21.2.3. Ждущий мультивибратор
- •ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ТИРИСТОРАХ
3.Определите мощность Рн, развиваемую двухтактным уси лителем, работающим в режиме В, в нагрузке, и к. п.д. каскада, если ток коллектора транзистора одного плеча
изменяется от / к min = 0,05 А до / к max = 1,5 А, оптималь ная нагрузка плеча R K^ = 18 Ом, мощность, потребляе мая обоими плечами от источника питания Р0 = 17 Вт.
4.Сравните схемы рис. 5.9, а и 5.10, а и поясните разли чия в их функционировании.
Г л а в а 6
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
6.1. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Эмиттерным повторителем называется усилительный каскад, в котором транзистор включен по схеме с общим коллектором (рис. 6.1, а). Нагрузкой в этом случае служит резистор R9. Как видно на схеме, в эмиттерном повторителе действует стопроцентная последовательная отрицательная обратная связь по напряжению, которая, как известно,
уменьшает коэффициент усиления, повышает стабильность коэффициента усиления, увеличивает входное и уменьшает выходное сопротивление каскада. Поэтому их применяют для согласования электронных цепей, имеющих высокое выходное сопротивление, с электронными цепями, имеющи ми низкое входное сопротивление.
Рассматривая работу схемы в области средних частот, пренебрегаем влиянием разделительных конденсаторов и
тогда сопротивление нагрузки переменному току
RSRH
Ran — Ra+ Ru
Согласно выражению (2.6) с учетом того, что в схеме действует стопроцентная отрицательная обратная связь, т. е. Р = 1, для коэффициента усиления К» эмиттерного повторителя по напряжению запишем
|
|
|
|
Кэ = |
К |
* |
(6. 1) |
|
|
|
IaR3 |
|
1+ К |
||||
где |
К = |
SR 3H— коэффициент усиления каскада |
||||||
= |
||||||||
по |
|
Uэб |
при |
разомкнутой |
обратной |
связи; 5 = |
||
напряжению |
||||||||
= у2 1 — проводимость |
прямой |
передачи |
транзистора. |
|||||
Тогда |
|
|
|
SR3H |
|
|
||
|
|
|
К ,= |
|
(6.2) |
|||
|
|
|
1+ ^эн |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
Таким образом, коэффициент усиления К9 эмиттерного повторителя по напряжению всегда меньше единицы. С уве личением Яэ„ коэффициент усиления растет. На практике К» достигает значений 0,85...0,95.
Для определения выходного сопротивления запишем коэффициент усиления Кэ эмиттерного повторителя как
К» = |
U. |
^вых |
(6.3) |
|
U. |
7бЯВх |
|||
|
|
(/э является выходным током схемы, а /в — ее входным то ком). Определив / 9 и /б через «у» параметры транзистора, после некоторых преобразований из (6.3) получим
Кэ = |
S R BU |
(6.4) |
Сравнив выражения (6.2) и (6.4), можно записать |
|
|
/?вых = |
1+ SRm ’ |
(6-5> |
Таким образом, выходное сопротивление эмиттерного пов торителя мало и может достигать значений десятков Ом, что характерно для усилителей с отрицательной обратной свя зью по напряжению.
Для контура, проходящего через входную и выходную цепи эмиттерного повторителя, без учета сопротивления R6 цепи смещения, по второму закону Кирхгофа можно запи-
з* |
67 |
сать t/BX= Uэб + t/выхИли, после некоторых |
прёобразо- |
||
вании UВХ= Т-----Т7~ • |
|
||
|
1 |
1\э |
|
Разделив обе части равенства на входной ток /б с уче |
|||
том выражения |
(6.1) получим |
|
|
|
Квх.э -- Явх (1 4" К) -- -^вх(1 4“ 5/?эн)| |
(6*6) |
|
где Явх.э = |
- р - — входное сопротивление эмиттерного пов |
||
торителя; |
R |
1 |
|
— — входное сопротивление кас |
|||
када при разомкнутой цепи обратной связи; |
g = уп — |
||
входная проводимость транзистора. |
|
Как видим, входное сопротивление эмиттерного порторителя значительно больше, чем в аналогичном каскаде с коллекторной нагрузкой, что характерно для усилителей с последовательной отрицательной обратной связью.
Так как крутизна S современных транзисторов ^ 1 , a R 3 в схемах эмиттерных повторителей имеет порядок сотен Ом, то следовательно, SR 3H 1 и тогда из выражения (6.6) мож но записать /?вх.э « SR BXR3H.
1
Заменив в последнем выражении R BX на — , а также учи
тывая, ,что отношение - у является статическим коэффициен
том р усиления транзистора потоку, получим RBX.э « р/?5Н. Отсюда следует, что если увеличение входного сопротив ления каскада является первоочередным требованием, то этого можно достичь применением в эмиттерном повторите ле составного транзистора из двух или трех транзисторов,’^в котором, как известно, р велико (рис. 6.1, б). Учитывая, что цепи смещения снижают входное сопротивление каска да, делитель в цепи базы в этих схемах не применяют.
Так как эмиттерный повторитель обладает большим входным и малым выходным сопротивлением, то коэффици ент усиления по току здесь может быть очень высоким.
6.2. ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Истоковый повторитель строится |
на |
полевом транзис |
|
торе при включении его по схеме |
с |
общим |
стоком |
(рис. 6.1, в). В диапазоне средних частот влиянием |
разде |
лительных конденсаторов можно пренебречь и тогда со противление нагрузки переменному току определится как
_ Ди*н
Rm — Ru 4" Ru
Также как и в эмиттерном повторителе, в истоковом пов торителе действует стопроцентная последовательная обрат ная связь по напряжению. Поскольку коэффициент переда чи Р цепи обратной связи равен единице, для коэффициен та усиления Ки истокового повторителя согласно выражению (2.6) можно записать
К и = - г^ 1 Г , |
(6.7) |
где К = “ нн- = SR„a — коэффициент |
усиления каскада |
^ЗИ |
|
по напряжению при разомкнутой обратной связи; 5 — кру
тизна характеристики полевого транзистора. |
Тогда |
||
Ки |
S R U |
(6. 8) |
|
1 + SRa |
|||
|
|
Следовательно, также как и в эмиттерном повторителе, истоковый повторитель не усиливает напряжение.
Запишем коэффициент усиления Ки истокового повтори теля как отношение выходного и входного напряжений схемы
К п “ |
у вх |
“ |
/з |
*в х ’ |
( 6 ,9 ) |
г д е /и — ток истока, |
являющийся |
выходным током каска |
|||
да; /э — ток затвора, |
являющийся |
входным |
током ка |
||
скада. |
|
|
|
параметры |
транзистора |
Определив токи /и и /э через |
|||||
^/и = SU3„ и /3 = |
j после |
некоторых преобразований |
|||
из (6.9) получим |
Ки = |
5/?вЫХ. |
|
(6.10) |
|
|
|
||||
Сравнив выражения (6.8) и (6.10) можно записать |
|||||
Явы* = |
Т + Й .И ' * |
(611) |
Таким образом, наличие отрицательной обратной связи по напряжению приводит к уменьшению выходного сопротив ления истокового повторителя. Записав для контура, про ходящего через входную и выходную цепи истокового пов торителя, выражение по второму закону Кирхгофа, подоб но схеме эмиттерного повторителя, после некоторых пре
образований получим t/вх = rznr™ e
Разделив обе части равенства на входной ток /э с учетом
выражения (6.7) получим Явх.„ = /?вх О + К) = /?вх (1 + + S R U). Как видим, входное сопротивление истокового пов торителя возрастает благодаря наличию в схеме последо вательной отрицательной обратной связи. .jj Истоковый повторитель обладает также большим коэф фициентом усиления по току. На практике истоковые пов торители, также как и эмиттерные повторители, чаще все го применяются в качестве вспомогательных усилительных каскадов для согласования высокоомных электронных це
пей с низкоомными.
6.3. ФАЗОИНВЕРСНЫЕ КАСКАДЫ
Фазоинверсные каскады являются предоконечными кас кадами усилителя, если оконечный каскад является двух тактным усилителем мощности. Фазоинверсный каскад дол жен обеспечить на входе двухтактного усилителя мощнос ти два одинаковых напряжения, сдвинутых по фазе на 180°
Наиболее просто осуществить инверсию фазы с помощью
Рис. 6.2. Принципиальные схемы фазоннверсных усилительных каска дов
каскада с трансформаторным выходом. Вторичная обмотка такого трансформатора выполняется с выводом средней точ ки (рис. 6.2, а). Расчет такого каскада не отличается от расчета трансформаторного транзисторного каскада уси ления мощности, работающего в режиме А . Нагрузкой пле ча вторичной обмотки является входное сопротивление од ного плеча двухтактного усилителя мощности, а коэффици ент трансформации определяется как отношение числа вит ков половины вторичной обмотки к числу первичной.
Основными недостатками трансформаторного инверсно го каскада являются большие вес, габариты и стоимость, а также наличие дополнительных нелинейных искажений.
Поэтому часто между предоконечным и оконечным мощ ным двухтактным каскадами помещают так называемый фа зоинверсный каскад с разделенной нагрузкой (рис. 6.2, б). Здесь одинаковые по величине и противоположные по фазе напряжения снимаются с коллектора и эмиттера транзис-* тора VT Нагрузочное сопротивление разбито на две части
RK и R3i причем RK= R9.
Достоинствами каскада с разделенной нагрузкой явля ются его простота, использование одного усилительного элемента, малый коэффициент гармоник. К недостатку сле дует отнести большое различие входных сопротивлений плечей схемы, так как нижнее плечо представляет собой эмитте?рный повторитель, а верхнее — усилительный каскад с общим эмиттером.
6.4. КАСКОДНЫЕ СХЕМЫ
Каскодной схемой называют схему с двумя транзистора ми, в которой первый VT1 включен по схеме с общим эмит тером, а второй VT2 — по схеме с общей базой (рис. 6.3, а). Выходной сигнал снимается с транзистора VT2. По постоян ному току транзисторы могут быть включены как последо вательно так и параллельно. Однако первый вариант про ще и поэтому чаще применяется на практике.
Рис. 6.3. Принципиальные схемы каскадных усилителей
Для получения большой величины выходного напряже ния транзистор VT2 выбирается с высоким рабочим напря жением коллектор-база. Транзистор VT 1 выбирается с ма лым напряжением коллектор-эмиттер. Напряжение пита ния при этом не делят поровну между транзисторами VTI И VT2y как это делается в бестрансформаторных двухтакт ных каскадах усиления мощности, а подают на транзистор
VT\ напряжение лишь достаточное для его нормальной ра боты.
Достоинством транзисторной каскодной схемы является практически полное исключение влияние изменения со противления нагрузки на входное сопротивление каскада. Изменение входного сопротивления при изменении сопро тивления нагрузки здесь в 102—103 раз меньше, чем у обыч ного усилительного каскада с общим эмиттером. Эта осо бенность каскодных схем обусловливает их применение в усилительных устройствах, где наблюдается колебание со противления нагрузки в широких пределах, например, в усилителях с резонансными контурами.
Широкое распространение получили комбинированные каскодные схемы на биполярных и полевых транзисторах (рис. 6.3, б). В таком каскаде при сохранении всех до стоинств каскодной схемы происходит повышение входного сопротивления благодаря выполнению входного плеча на полевом транзисторе.
6.5. ФАЗОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Фазочувствительные усилители являются выходными каскадами мощного усиления в устройствах автоматиче ского контроля и регулирования производственных про цессов, в которых применяются датчики с фазовым кодиро ванием информации. Выходной сигнал таких датчиков представляет собой синусоидальное напряжение с постоян ной амплитудой, но изменяющейся фазой.
Рис. 6.4. Принципиальные схемы фазочувствительных усилителей
Нагрузкой фазочувствительиых усилителей чаще всего являются управляющие обмотки магнитных усилителей, серводвигателей, дифференциальных реле и других подобных устройств. Фазочувствительные усилители могут быть выпол нены как однополупериодные, так и двухполупериодные.
Рис. 6.5. Временные диаграммы токов и напряже ний фазочувствительного усилителя
На рис. 6.4, а пред ставлена схема однополупериодного уси лителя . Транзистор включен по схеме с общим эмиттером. На грузкой транзистора являются управляю щие обмотки электро магнитного усилите ля, сопротивления ко
торого обозначены /?н и /?н, шунтированные
щ
4 |
1 |
х |
|
|
|
/ |
! ! |
Л{ |
у |
Т \ ! __ / 1 4 ! |
|||||
J . |
1 |
/ |
|
||||
V |
/ |
___ |
|
|
|
||
1 W |
|
|
|
||||
|
|
|
т |
||||
' . А |
Л |
|
|
|
|
|
|
Х Г 1 |
|
I |
[Г' |
|
|
||
ч |
1 ! |
|
в \ |
|
|||
' Л |
|
! |
|
_| |
! 'Г \ |
! |
1 1; |
|
|
|
|
|
J I |
з \ |
Л! _УЧ\! j
!1 |
> \ |
y N
a t
cut
bit
bit
bit
емкостями |
Сн |
и Сн. |
|
cut |
Коллекторная |
цепь |
:t__________ П ____ _ в __ — ГТ |
||
транзистора |
питается |
Ж |
Ы |
опорным напряжением U через трансформатор Т2. Формы кривых напряжений Uxи U2относительно средней точки вто ричной обмотки трансформатора Т2 показаны на рис. 6.5, а, б. Для простоты условимся считать, что опорное напряжение Vonпо фазе совпадает с напряжением Ux. Форма входного на пряжения показана на рис.- 6.5, в. Выходным параметром схемы является разность средних за период значений токов
h и /2* которые протекают через нагрузки Rн" и |
соответ |
ственно. |
|
Ток ix протекает через нагрузку /?„, когда транзистор открывается, т. е. когда на базе действует отрицательный потенциал относительно эмиттера, и когда открыт диод VD1, т. е. когда на его аноде действует положительный потен циал относительно катода. Допустим, что эти условия выпол няются при отрицательной полуволне £/вх и положительной полуволне Ux. Аналогично будут определяться условия
протекания тока i2 через нагрузку
При фазовом сдвиге входного напряжения UBх относи тельно опорного (в нашем случае относительно и х), равном Ф0 = 90°, средние за период значения токов ix и i2l как сле дует из графиков рис. 6.5, г и 6.5, <?, равны. Если сдвиг по фазе между i/BXи Ux изменился и стал фх = 90°, то среднее значение тока ix больше среднего за период значения тока
/2 (рис. 6.5, еУж). При фазовом сдвиге ср2 <С 90° увели чивается среднее значение тока i2 и уменьшается iv VD1 и VD2 отключают цепь соответствующей нагрузки при от
рицательной полуволне Ux и f/2. Конденсаторы Сн и Cj шунтируют высокочастотные составляющие выходного тока.
На рис. 6.4, б приведена схема двухполупериодного фа зочувствительного усилителя, в которой транзисторы включены по схеме с общей базой. Входное напряжение, снимаемое с вторичной обмотки трансформатора, поступает на эмиттеры транзисторов в противофазе. Вследствие это го транзисторы отпираются и пропускают ток через со
ответствующие нагрузки Rtt или RH поочередно. Этот ток протекает лишь в том случае, Когда положительный потенциал относительно базы на эмиттере совпадает с отрицательным потенциалом относительно базы на коллек торе. Сдвиг по фазе UBXотносительно Uon изменяет длитель ность отпирания того или иного транзистора.
При расчете фазочувствительных усилителей необхо димо определить среднее значение выпрямленного тока в нагрузке при заданном входном сигнале.
6.6. УСИЛИТЕЛИ НА ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДАХ
Усилительные свойства туннельного диода обусловле ны наличием падающего участка вольтамперной характе ристики с отрицательным дифференциальным сопротивле нием. Этот участок расположен в области сравнительно небольших напряжений (в пределах 0,1...0,3 В). Отрица тельное сопротивление регулирует поступление энергии от источника питания в нагрузку
Рис. 6.6. Принципиальные и эквивалентные схемы усилителен на тун нельном диоде
Рассмотрим принцип действия такого усилителя на при мере электрической цепи, в которой последовательно с ис точником гармонических колебаний с внутренним сопротив-
лением Rt включены сопротивление R„ и некоторое отри цательное сопротивление R, шунтированное ключом К
(рис. 6.6, а). Если |
ключ К замкнут, то максимальная мощ |
|
ность, отдаваемая |
в нагрузку при условии, что R t = R„, |
|
равна |
|
|
|
Р |
(6. 12) |
При ра3мыкании ключа К в нагрузке выделяется мощ- |
||
ность Р„2 = ( Ri |
_ R j R„- Если |
R( = R„ = | —R |, то |
|
Я„2 = - £ - |
(6.13) |
Сопоставление выражений (6.12) и (6.13) показывает, что в данной схеме при введении в цепь отрицательного сопротив ления мощность сигнала в нагрузке возрастает в четыре раза. Коэффициент, показывающий во сколько раз происходит уве личение мощности, в усилителях на туннельных диодах назы вается коэффициентом вносимого усиления мощности К явн.
В схемах усилителей туннельный диод может включать ся последовательно с сопротивлением источника входного сигнала и нагрузки либо параллельно им.
Схема последовательного усилителя на туннельном дио де приведена на рис. 6.6, б. Напряжение смещения с по мощью делителя /?1, R2 выбирается так, чтобы рабочая точ ка каскада находилась на падающем участке вольтамперной характеристики.
Эквивалентная схема усилителя приведена на рис. 6.6, в. Туннельный диод представлен в виде отрицательного со противления R и емкости р — /г-перехода С. Rt и Q харак теризуют собственные сопротивление и емкость источника входного сигнала, a R tt и Сн — активную и емкостную со ставляющие нагрузки. Делитель напряжения R 1, R2 заме нен одним сопротивлением по переменной составляющей тока Rjx = R\ I R2. Необходимо отметить, что R представ ляет собой суммарное сопротивление, состоящее из отри цательного сопротивления р — n-перехода (равного 100—200 Ом) и небольшого сопротивления (единицы Ом) — сопротивления потерь в полупроводниковом материале, контактах и выводах диода.
На средних частотах рабочего диапазона можно прене бречь Ср и Сн. Тогда коэффициент вносимого усиления на
пряжения Кивн равен |
|
Кс/вн = 4 г ^ - |
(6.14) |
и ВX |
|
Выходное напряжение определяется как
R9 |
где |
Ra = |
ЯдЯя |
U пых — и в Ri + Ra— R |
RJX + R« " |
||
Подставив полученное значение и яых в выражение (6.14), |
|||
получим |
|
|
|
Кувн = |
+ |
• |
(6.15) |
При (R( + R3) -> | —R | |
коэффициент |
вносимого уси |
ления напряжения стремится к бесконечности, т. е. усили тель становится неустойчивым. Поэтому на практике для обеспечения нормальной работы усилителя следует выпол
нять условие |
| —R | = (1,1..Л,5) (Rt -f |
R3). |
|
|||
Более высокой стабильностью обладает параллельный |
||||||
усилитель на туннельном диоде (рис. 6.6, г). |
|
|||||
Коэффициент вносимого усиления напряжения на сред |
||||||
них частотах для него выражается как |
|
|
||||
|
Кс/в„ — |
Gt + Оэ— G • |
|
(6.16) |
||
где Gc= — |
; G3 = Ga + |
бд; Од |
|
1 |
GH= |
|
Я1II R2 |
||||||
|
|
|
|
Устойчивая работа усилителя обеспечивается при (G* + + Сэ) > | —G |.
Достоинствами усилителей на туннельных диодах яв ляются низкий уровень собственных шумов, возможность работы при очень низких и очень высоких температурах, экономичность. Все эти достоинства определяются свойст вами туннельного диода.
К недостаткам схем усилителей следует отнести ограни ченный верхний уровень мощности, а также затруднитель ность построения многокаскадных схем, т. к. у туннельных диодов отсутствует свойство однонаправленности.
Контрольные вопросы и упражнения
1.Рассчитайте коэффициент усиления напряжения, вход ное и выходное сопротивление эмиттерного повторителя,
если S = 0,8 сопротивление нагрузки переменному
току /?эн = Ю кОм; входное сопротивление каскада при разомкнутой цепи обратной связи R Bх = 1,25 кОм.
2.Рассчитайте коэффициент усиления напряжения, вход ное и выходное сопротивление истокового повторителя,
если S = 5 сопротивление нагрузки переменному
току Я™ = 1,0 кОм; входное сопротивление каскада при разомкнутой цепи обратной связи R BX = 100 кОм.
3.Приведите графическое пояснение работы фазоинверс ного каскада с разделенной нагрузкой.
4.Приведите графическое пояснение работы двухполупериодпого фазочувствительного усилителя.
Б.Расскажите об особенностях построения схемы усили теля на туннельном диоде.
Г л а в а 7 УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителями постоянного тока (УПТ) или усилителя ми медленно изменяющихся сигналов называются усилите ли, которые способны усиливать электрические колебания
с частотами |
от нулевой до высшей Лграничной частоты, |
определяемой назначением усилителя. |
|
Частотная |
характеристика УПТ представлена на |
рис. 7.1. УПТ широко применяются в различных электрон ных устройствах — схемах авто
матической регулировки усиле |
|
|
|||
ния, |
осциллографах, приборах |
0,707% |
|
||
для |
измерения различных |
не |
|
|
|
электрических величин, устрой |
|
|
|||
ствах управляющих и следящих |
UCJH=0 |
й)$ й) |
|||
систем и т. п. На основе |
УПТ |
||||
7.1. Частотная характе |
|||||
строятся операционные усилите |
|||||
ристика УПТ |
|
||||
ли, |
которые в настоящее время |
|
|
выпускаются промышленностью в интегральном исполнении и нашли самое широкое применение в электронной технике.
По принципу действия усилители постоянного тока де лятся на два типа: усилители постоянного тока прямого усиления и усилители, в которых осуществляется предва рительное преобразование усиливаемого сигнала в перемен ный на несущей частоте, обычно называемые усилителями постоянного тока с преобразованием.
7.2. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
Усилители постоянного тока должны обеспечивать уси ление как переменной, так и постоянной составляющих входного сигнала. Все рассмотренные выше схемы усили телей для этой.цели не годятся, т. к. в них связь между кас кадами осуществляется через разделительные конденсато ры или трансформаторы. Для межкаскадной связи здесь пригодны детали, сопротивления которых в широком диа пазоне частот от toH= 0 и выше остаются практически не-
Рис. 7.2. Принципиальные схемы УПТ прямого усиления
изменными. В качестве таких элементов могут быть исполь зованы резисторы, стабилитроны, диоды. Применяется так же непосредственное присоединение выхода предыдущего каскада ко входу последующего.
На рис. 7.2, а представлена схема УПТ с непосредствен ной связью. Смещение на базе первого транзистора созда ется при помощи делителя R 1, R2. При этом сравнительно высокое напряжение коллектора UKi транзистора VT\ при кладывается к базе транзистора VT2 и для того, чтобы обес печить необходимое для нормальной работы транзистора VT2 напряжение смещения Ufa, нужно скомпенсировать часть Uл . В приведенной схеме эта компенсация осущест
вляется за счет падения напряжения на резисторе R32 при протекании через него тока эмиттера 1з2: £/б2 = (UK\ + + UэО — U92 - Сопротивление резисторов в цепи коллекто ров транзисторов VTI и VT2 выбираются из условий RK 1 ^
EU- U KX- U
|
+ 162 |
|
Кк2 = ' |
|
где / К1 И |
/к2 — |
||
|
|
|
|
7к2 +Т L' „ |
Ц2 — |
|||
коллекторные токи покоя транзисторов VT\1 и VT2\ |
||||||||
ток покоя базы транзистора |
VT2; |
/ н — ток нагрузки уси |
||||||
лителя. |
|
|
|
|
|
|
||
Очевидно, |
что |
напряжение |
|
|
||||
коллектора каждого |
последую |
|
|
|||||
щего |
каскада |
растет. |
Поэтому |
|
|
|||
для |
увеличения |
компенсирую |
|
|
||||
щего напряжения U9 нужно уве |
|
|
||||||
личивать сопротивление R3в це |
|
|
||||||
пи эмиттера транзистора после |
|
|
||||||
дующего каскада. Но это увели |
Рис. 7.3. Схема УПТ с термо |
|||||||
чивает потери напряжения источ |
||||||||
компенсацией |
|
|||||||
ника |
питания и уменьшает |
ко |
|
|
эффициент усиления каскада, т. к. растет глубина отрица тельной обратной связи.
Повысить потенциал эмиттера последующего каскада без увеличения сопротивления R32 можно пропустив через него дополнительный ток от источника Ек при помощи вспо могательного сопротивления R 0 (рис. 7.2, б) либо включив в
эмиттерную |
цепь |
последующего |
каскада стабилитрон VD |
(-нс. 7.2, в). |
|
|
|
В первом случае компенсирующее напряжение U92 |
|||
определится |
как |
U32 = ( / Э2 + / 0 |
/?э2 - Во втором случае U& |
равно и э2 = |
UR |
Uст— /э2^э2 |
Ч~ UCT> |
С целью уменьшения температурного дрейфа УПТ с не посредственными связями в схеме может быть применена термокомпенсация при помощи кремниевого диода D, вклю ченного вместо резистора R K\ (рис. 7.3). С повышением тем пературы снижается обратное сопротивление диода и доля теплового коллекторного тока транзистора VT\> протека ющего через базу транзистора VT2, уменьшается. Поэтому коллекторный ток транзистора VT2 при изменении темпе ратуры почти не меняется.
Компенсацию коллекторного напряжения предыдуще го каскада можно осуществить при помощи дополнительно го источника смещения Е через делитель напряжения Rn1 , R u2 (рис. 7.2, г). Вместо двух источников постоянного на пряжения Ек и Есмздесь можно использовать один источник
со средней точкой. Коэффициент усиления такой схемы, называемой УПТ с потенциометрической связью, в 1,5...2 ра за меньше, чем схемы УПТ с непосредственной связью, изза потерь сигнала в потенциометре Rn\, Rn2 .
Схемы усилителей постоянного тока на полевых тран зисторах выполняются аналогично схемам УПТ.
7.3. ДРЕЙФ НУЛЯ В УСИЛИТЕЛЯХ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Отсутствие в схемах УПТ с непосредственными связя ми разделительных ^конденсаторов и трансформаторов при водит к прохождению через усилитель от входа к выходу одновременно с полезным сигналом сигнала помехи, вы званного изменением параметров усилительных элементов и деталей схемы вследствие их старения и колебания темпе
ратуры окружающей среды, а также изменения питающих на пряжений.
Изменение режима работы лю бого усилительного элемента в схеме, независимо от причины его вызвавшей, поступает на вход следующего каскада, усиливает ся им и, в конце концов, вызы вает значительные изменения выходного сигнала. В результа те, на выходе отбалансированно го УПТ при закороченном входе появляется выходное напряже ние, которое можно представить
в виде монотонно возрастающей составляющей и беспоря дочных колебаний относительно этой составляющей (рис. 7.4). Это явление получило название дрейфа нуля.
Для оценки дрейфа нуля пользуются понятием дрейфа,
приведенного ко входу едр = — j ^ - , где Д £ /Вых — отклоие-
ние выходного напряжения при закороченном входе УПТ за промежуток времени Д/; К — коэффициент усиления схемы по напряжению.
Дрейф нуля в УПТ является вредным явлением и при построении практических схем принимаются меры для борьбы с ним, такие, как стабилизация напряжения источ ников питания, температурная стабилизация режима ра-
боты, экранирование входных цепей чувствительных УПТ, либо построение специальных схем, которые обладают чув ствительностью к дестабилизирующим факторам.
7.4. БАЛАНСНЫЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В балансных схемах УПТ используется принцип балан са четырехплечего уравновешенного моста: два одинаковых усилительных элемента, работающих в идентичном режиме, образуют два плеча моста, а другими двумя плечами явля ются два одинаковых резистора R .
Балансные УПТ могут быть выполнены по схемам парал
лельного |
(рис. 7.5, а и 7.5, б) и последовательного |
(рис. 7.5, |
в) баланса. |
В параллельно-балансном УПТ плечи моста образованы
транзисторами VTI и VT2 и |
резисторами RK\ и R K2 |
(рис. 7.5, а)У транзисторами VT\ |
и VT2 и резисторами R ci |
и RC2 (рис. 7.5, б). Принцип действия схем на биполярных и полевых транзисторах одинаков. Рассмотрим схему, при веденную на рис. 7.5, а.
Входное напряжение подводится к одной диагонали мос та (точки а и б), а нагрузка подключена к другой диагонали (точки А и Б).
При отсутствии входного сигнала проводится баланси ровка моста с помощью потенциометра /?0. Несимметрия схемы может быть вызвана разбросом параметров элемен тов схемы, а также их старением с течением времени. После балансировки выходное напряжение схемы не реагирует на изменение напряжения питания и температурных парамет ров транзисторов, т. к. нестабильности любого вида вызы вают одинаковые изменения токов усилительных элемен тов, а следовательно, и одинаковые по величине и знаку изменения потенциалов в точках А и Б. Поэтому выходное напряжение, являющееся разностью потенциалов точек А и Б, практически не меняется. При подаче входного сигна ла в точки а и б состояния транзисторов меняются в разных направлениях и потенциалы коллекторов транзисторов по лучают одинаковые по величине, но противоположные по знаку приращения.
Коэффициент усиления схемы определяется выражением
[9]
Для параллельно-балансной схемы УПТ на полевых тран
зисторах |
(рис. 7.5, б) коэффициент усиления равен [9], |
||
К = |
ря„ |
где |
Rcu — сопротивление сток— |
|
исток транзистора.
Последовательно-балансная схема УПТ образует мост,
вдва плеча которого включены транзисторы VT\ и VT2, а
вдва других — резисторы R 1 и R2. Балансировка моста осуществляется при помощи резистора R 0. Входной сигнал подается на вход транзистора VTI. Изменение тока стока этого транзистора вызывает приращение напряжения на ре зисторе /?„*>, вследствие чего состояние транзистора VT2 из меняется на противоположное по отношению к VTI. В ре зультате наблюдается нарушение баланса моста и на вы ходе схемы появляется сигнал.
Коэффициент усиления каскада [9] ЦЯ„
(1 + И) Ян + 2ЯН+ Я Яси
где /?*=/? 1 = R2; Rn *= 7?„i = /?И2 , ' м- — статический коэф фициент усиления транзистора по напряжению.
Как видно из последнего выражения, последовательно балансный УПТ обладает меньшим коэффициентом усиле ния, чем параллельно-балансный. Последовательно-балан сные УПТ на биполярных транзисторах не нашли широкого применения, так как обладают, как показали иссле дования, худшими техническими показателями по сравне нию со схемами параллельного баланса. На основе схемы параллельно-балансного УПТ строится схема, в которой нагрузка подключается к коллектору одного из транзисто ров (коллекторное сопротивление второго транзистора при этом иногда вообще исключается из схемы), а на входы обоих транзисторов подаются напряжения £/вхi и Ubxi совпадаю щие по фазе, но отличающиеся по амплитуде (рис. 7.5, г). Такая схема получила название дифференциального каскада.
Выходное напряжение дифференциального каскада, как не трудно убедиться, совпадает по фазе с напряжением UBX\ и противоположно по фазе с напряжением (УВХ2 . Поэтому вход транзистора VT 1 называют неинвертирующим и обо- значают на схемах знаком «+», а вход транзистора VT2 — инвертирующим и обозначают на схемах знаком «—».
Коэффициенты усиления дифференциального каскада по первому Ki и второму К2 входам примерно равны, т. е. К = Ki = К2. Поэтому выходное напряжение каскада определяется как f/BbIX= К (t/Bxi — t/BX2).
Аналогично строятся дифференциальные каскады на по левых транзисторах.
Дифференциальные усилительные каскады являются в настоящее время распространенной конфигурацией схем в интегральном исполнении и, в частности, интегральных операционных усилителей.
7.5.УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
СПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
Применение балансных схем и стабилизация источников питания позволяют снизить дрейф нуля УПТ прямого уси ления до величины, в лучшем случае, десятков микровольт в час. Поэтому для усиления сигналов меньшей величины применяется УПТ с преобразованием, структурная схема которого представлена на рис. 7.6, а.
В модуляторе М медленно меняющееся напряжение (/п* преобразуется в переменное напряжение UАс частотой c»v,
определяемой задающим генератором ЗГ, и поступает на вход усилителя переменного напряжения У Усиленное на пряжение U2 с выхода усилителя поступает на вход демоду лятора Д, который преобразует его в напряжение UВых» сов падающее по форме с напряжением UBX. Дрейф нуля УПТ с преобразованием определяется фактически только дрей-
Рис. 7.G. Структурная схема и временные диаграммы УПТ с преобразованием
Рис. 7.7. Принципиальные схемы транзисторных модуляторов
фом модулятора, т. к. усилитель переменного напряжения практически не имеет дрейфа, а дрейфом демодулятора мож но пренебречь, т. к. на его вход подается сравнительно большое напряжение, значительно превышающее напря жение возможных помех. На рис. 7.6, б приведены времен ные диаграммы, характеризующие работу схемы УПТ.
Наибольшее распространение в настоящее время полу чили модуляторы на транзисторах. На рис. 7.7, а и 7.7, б представлены две схемы таких модуляторов. В первом слу чае, под действием Ur транзистор периодически открыва ется с частотой сог и закорачивает вход усилителя перемен ного напряжения. Когда транзистор заперт, £/вх поступает на вход усилителя.