- •непрерьгоного и импульсного действия
- •Малахов В. П.
- •УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
- •1.4.1. Входные и выходные данные
- •1.4.3. Коэффициент полезного действия
- •1.4.4. Частотная и фазовая характеристики
- •1.4.8. Нелинейные искажения
- •1.4.9. Амплитудная характеристика
- •1.4.10. Режимы работы усилительных элементов
- •ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ
- •2.2.1. Коэффициент усиления
- •2.2.2. Частотные искажения
- •2.2.3. Нелинейные искажения и помехи
- •2.2.4. Входное сопротивление
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
- •3.1.1. Питание цепей коллекторов биполярных транзисторов
- •8.1.2. Цепи смещения в каскадах на биполярных транзисторах
- •3.1.4. Питание цепей стоков полевых транзисторов
- •3.1.5. Цепи смещения и стабилизации режима работы в усилительных каскадах на полевых транзисторах
- •3.2.1. Каскады с непосредственной связью
- •УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С РЕЗИСТИВНО-ЕМКОСТНОЙ СВЯЗЬЮ
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
- •5.2.1. Однотактный трансформаторный каскад
- •5.2.2. Бестрансформаторный однотактный каскад
- •5.3.3. Бестрансформаторные двухтактные каскады
- •УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
- •ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
- •8.6.1. Защита цепей питания
- •8.6.2. Защита входных цепей
- •8.6.3. Защита выходных цепей
- •8.6.4. Компенсация входного тока сдвига
- •8.6.5. Компенсация входного напряжения сдвига
- •8.6.6. Ослабление влияния синфазного сигнала
- •8.6.7. Увеличение входного сопротивления
- •8.6.8. Увеличение выходной мощности
- •8.6.9. Коррекция частотной характеристики
- •9.4.1. Общие сведения
- •ИДЕАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ
- •ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩИЕ И ИНТЕГРИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
- •ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ И ОГРАНИЧИТЕЛИ
- •14.3.1. Насыщенный ключ
- •14.3.2. Ненасыщенный ключ
- •14.4.1. Основные определения
- •14.4.2. Применение ограничителей
- •Глава 17 МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
- •БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •Контрольные вопросы и упражнения
- •21.1.1. Классификация триггеров
- •21.1.2. Асинхронный Я&триггер
- •21.1.3. Синхронизируемый RS -триггер
- •21.1.4. Т-триггер
- •21.1.5. Д-триггер
- •21.2.3. Ждущий мультивибратор
- •ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ТИРИСТОРАХ
резистор Яд в схеме рис. 9.6, в ограничивает влияние вы ходного сопротивления источника входного сигнала уси лителя на частоте квази резонанса Г-образного четырехпо люсника.
9.4. АКТИВНЫЕ ДС-ФИЛЬТРЫ
Фильтр — это электрическая схема, рассчитанная на пропускание электрических сигналов в определенной поло се частот и подавление их за пределами этой полосы. Цепи фильтрации могут быть пассивными и активными. Пассив ные содержат только пассивные элементы — резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности. Активные фильт ры включают в себя наряду с резисторами, катушками ин дуктивности и конденсаторами транзисторы и операционные усилители. Эти фильтры были выделены в отдельный класс схем — активные RC-фильтры в связи с переходом к ин тегральной технологии производства электронных схем. Активные ЯС-фильтры строятся на основе ОУ, в цепи об ратной связи которых включаются резисторы, конденсато ры и аналоги индуктивностей (искусственные индуктив ности), выполняемые с помощью резисторов, конденсато ров и ОУ. Теория активных ЯС-фильтров разработана в настоящее время достаточно полно.
9.4.1. Общие сведения
Существует четыре типа активных ЯС-фильтров: фильт ры нижних частот (ФНЧ), фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) и режекторные фильтры (РФ).
Фильтр нижних частот представляет собой схему, на пряжение на выходе которой неизменно от частоты о = О до частоты среза со0. По мере увеличения частоты сигнала сверх (ос выходное напряжение уменьшается. На рис. 9.7, а представлена частотная характеристика ФНЧ. Сплошная линия соответствует идеальному фильтру. Пунктирные ли нии показывают частотные характеристики реальных ФНЧ.
Диапазон частот, в котором сигнал проходит через ФНЧ без ослабления, называется полосой пропускания. Частоты, на которыхпроисходит ослабление сигнала, называются полосой заграждения. Частоту среза со0 иногда называют
частотой перегиба или излома характеристики |она опреде-
К0 \
ляется на уровне 0,707 К0 или на уровне |
). |
Для практической реализации активных #С-фильтров недостаточно знать выражения для их амплитудно-частот ных или фазочастотных характеристик. Наиболее полную информацию несут в этом смысле так называемые передаточ ные функции фильтров, т. е. выражения для коэффициентов передачи схемы в общем виде. Например, исследования по-
У )
Полоса I |
ч |
полоса |
|
Полоса |
! л * ---------- |
|
|
пропускания1Я |
Кг^заграждения |
заграждения Полоса пропускания |
|||||
|
|
|
|
||||
~ |
\ |
\ |
О |
|
1 |
|
|
О |
-------з. |
/ J |
|
f |
|||
fc |
|
|
|
|
f t |
|
|
а |
|
|
|
|
|
f |
|
К |
|
|
|
|
Полосазагрткдения |
|
|
Полоса пропускания |
|
Полоса |
\ |
Полоса |
|
||
! |
\ |
|
|
пропускания |
пропускания |
||
Полоса |
, |
—------ |
|
|
|||
полоса „, |
|
|
\ |
/ |
|
||
заграждения |
|
заграждения |
|
|
|||
fH fpо ft |
|
|
|
\ |
/ |
|
|
|
|
|
Ь |
fp ft |
f |
Рис. 9.7. Частотные характеристики активных #С-фильтров
казали, что для получения характеристики, представлен ной на рис. 9.7, а. ФНЧ должен описываться передаточной функцией вида
|
к < а - ь^ Л р + ь. » |
(9Л0> |
где а0, &2, |
Ь0 — положительные коэффициенты, |
опреде |
ляемые элементами цепи обратной связи ОУ; р = |
/со — |
|
комплексная |
частота. |
|
Фильтр верхних частот ослабляет выходное напряже ние на всех частотах ниже частоты среза сос. Выше сос ам плитуда выходного напряжения постоянна. Частотная характеристика ФВЧ приведена на рис. 9.7, б. Сплошной линией показана идеальная характеристика, а пунктирны ми — характеристики реальных ФВЧ. Исследования пока зали, что для получения характеристики, приведенной на рис. 9.7, б, ФВЧ должен описываться передаточной функ цией вида
к < Р > - 1 ^ Х + ь0 |
<911> |
Полосовой фильтр, так же как и избирательный усили тель, пропускает сигнал только в определенной полосе час тот и ослабляет их за пределами этой полосы.
ill
Частотная характеристика ПФ приведена на рис. 9.7, в (идеальная показана сплошной линией, реальная — пунк тиром). Исследования показали, что для получения харак теристики такого вида, ПФ должен обладать следующей передаточной функцией
К (р) = |
gi |
(9.12) |
^2Р2 + &\Р + Ь0 |
Рис. 9.8. Принципиальные схемы активных /?С-фильтров
Кроме того, полосовым фильтром будет являться также схема, передаточная функция которой имеет вид [27]
а2р2+ |
Q\P + Q0 |
(9.13) |
|
К (Р) = ^2Р2+ |
^ 1Р+ Ь0 |
||
|
при выполнении условий а0 = b0\ b2 = 1; Ьх <£ аг. Режекторный фильтр ослабляет выходное напряжение
в пределах некоторой полосы частот и пропускает напря жение за пределами этой полосы. Частотные характерис тики идеального РФ представлены на рис. 9.7, г. Исследо вания показали, что для получения характеристики ука занного вида, РФ должен описываться передаточной функ цией
= |
(9J4> |
На практике схемы РФ с такой передаточной функцией, как правило, имеют сложную структуру. Поэтому чаще вы-
полняются схемы, имеющие передаточную функцию вида
(9.13), в |
которой bу |
av |
|
и РФ |
Примеры возможных реализаций ФНЧ, ФВЧ, ПФ |
||||
показаны соответственно на рис. 9.8 [19; 27]. |
|
|||
9.4.2. |
Влияние параметров активного |
В С -фильтра |
||
|
на вид частотной характеристики |
|
||
Вид |
частотной |
характеристики (ЧХ) |
активного |
RC- |
фильтра (Л^С-фильтра) зависит от параметров цепи обрат ной связи и операционного усилителя, которые определя ют величину коэффициентов а( и bt передаточной функции. Очевидно, что передаточные функции (9.10) — (9.12) и (9.14) являются частным случаем передаточной функции (9.13) при равенстве нулю некоторых коэффициентов а(.
Частотная характеристика К (со) схемы с передаточной функцией К (р) определяется следующим выражением [19]: К (со) = |К ( р ) |Р=/ш.
Следовательно, выражение для ЧХ Л^С-фильтра с пе редаточной функцией (9.13) будет иметь вид
(а0 + |
а2и>2)2+ |
а?со2 |
К (со) = |
со2)2 + |
(9.15) |
(Ь0— |
^соа |
Исследование на экстремум этого выражения показы вает, что ЧХ ARC-фильтров, описываемых передаточнь|ми функциями (9.10) — (9.14), кроме экстремума в точке со =
=0 имеют еще два экстремума в точках со01 и со02.
Эти частоты являются частотами квази резонанса ак тивного фильтра. После соответствующих преобразований
[16] для них можно получить |
|
|
|
||||
|
|
Юог. |
= V b0( Y |
в ± |
v в* + с) , |
(9.16) |
|
где о)н = |
"[/ |
— частота |
нуля |
передаточной |
функции |
||
[27]; |
соп = |
УТ0— частота |
полюса |
передаточной |
функции |
||
[27]; |
Q„ = |
<0"аг-----добротность |
нуля передаточной функ- |
||||
ции |
[27]; |
Qn = |
---------добротность |
полюса передаточной |
функции |
[27]; п = |
а*ьо |
А = |
~ 2~ ; В = |
|
|
|
|
Ql |
1 — 2Q „ |
|
К |
Qn |
. ft2 — > . |
_ |
пг — пА |
|
** |
1 — 2Q2n |
1 — nA ’ |
~~ |
i — nA * |
|
Очевидно, что наличие одного или двух экстремумов частотной характеристики (или отсутствие таковых) зави сит от величины и знака коэффициентов А, В, С и соотно шения между величинами В2 и С. Если
|
С - |
|
^ZnA |
> |
0, |
О-17) |
|
то решением этого выражения являются неравенства |
|||||||
j |
0 < л |
< |
1 |
|
|
(9.18) |
|
I |
А < |
л |
или |
А > — |
|||
V |
|
|
|
|
п |
|
|
и |
л > |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
Л < |
|
— |
или |
Л > л . |
|
|
|
^ |
п |
|
|
|
|
|
Следовательно, |
при |
А < |
0 независимо |
от величины А |
и соотношения между В2 и С для любого значения п ARC- фильтр будет иметь только один экстремум частотной ха рактеристики. Если
|
|
П1 ~ п А |
< ° ' |
О-20) |
|
то решением этого выражения являются неравенства |
|||||
( 0 |
< |
л < |
1 |
|
|
| л > |
Л |
или |
Л < - i - |
||
и |
f |
1 < |
Л |
|
|
|
|
|
|||
|
i n |
|
|
(9-22) |
|
|
|
|
|
||
При В < 0 или |
В2 <. С частотная |
характеристика" не |
|||
имеет ни одного экстремума. Если В > |
0 и В2 > С, то час |
тотная характеристика Л/?С-фильтра будет иметь два эк
стремума. Следует отметить однако, |
что если добротность |
|
2 |
V2 |
то даже при вы |
полюса передаточной функции Qn < |
|
полнении неравенства (9.20) не существует ни одного эк стремума ЧХ. Полученные условия существования экстре мумов ЧХ (или частот квазирезонанса Л^С-фильтра) могут быть проиллюстрированы графически.
Рассмотрим систему координат, в которой по оси абс цисс откладываются значения Ql, а по оси ординат — Qn.
Построим в этой системе координат зависимость Q„ = / (А,
QH) для различных значений коэффициента А (рис. 9.9). Разделим всю рассматриваемую область координат на
четыре части прямыми Q„ — у и Q„ = у и пронумеруем по
лученные области порядковыми цифрами от одного до че тырех. Из системы неравенств (9.21) и (9.22) следует, что в области 3 частотная характеристика Л/?С-фильтра, т. е.
функция |
(9.15) |
вообще |
не |
имеет |
|
|
||||
экстремума. В областях 1 и 4, как |
|
|
||||||||
следует из выражения для коэффи |
|
|
||||||||
циента А из примечания к (9.16), |
|
|
||||||||
величина |
А < |
0. |
Следовательно, |
|
|
|||||
согласно (9.18) и (9.19), для |
любых |
|
|
|||||||
значений коэффициента п в этих об |
|
|
||||||||
ластях будет иметь |
место только |
|
|
|||||||
один |
экстремум |
ЧХ, т. е. |
ARC- |
|
|
|||||
фильтр обладает только одной ча |
|
|
||||||||
стотой |
квазирезонанса, |
отличной |
Рис. 9.9. Номограммы для |
|||||||
от нуля. |
В области |
2 |
возможно |
определения |
вида частот |
|||||
существование |
одного |
или |
двух |
ной характеристики AR С- |
||||||
фильтра |
||||||||||
экстремумов ЧХ. Согласно нера |
||||||||||
|
9.9), со |
|||||||||
венствам |
(9.21) |
и |
(9.22), если точка М (рис. |
ответствующая заданным значениям Qn и Q„ передаточной функции конкретного Л/?С-фильтра, находится между кри
выми Q„ = / (A, QH), построенными для случаев А — п и
А = -i-, то ЧХ имеет два экстремума и следовательно,
Л/?С-фильтр имеет две частоты квазирезонанса, отличных от нуля. Если точка М находится за пределами области,
ограниченной кривыми А = п и А = у , то схема имеет только
один экстремум ЧХ.
Таким образом, зная параметры А 7?С-фильтра (а имен но — частоту полюса передаточной функции юп и его доб ротность Q„, частоту нуля передаточной функции <он и его
добротность Q„) построив семейство кривых Q„ = / (А, Ql) для различных значений коэффициента А, сравнительно легко определить по полученным номограммам вид частот ной характеристики фильтра, а также характер изменения ЧХ при вариациях нескольких или одного параметров схемы.
Из выражения (9.16), приравняв нулю некоторые коэф фициенты at> можно получить выражения для частот
квазирезонанса Л^С-фильтров. Для предаточных функций (9.10) — (9.13) эти частоты равны соответственно:
|
— / |
ь2 |
\ ~ |
(9.25) |
|
ш0 = 1 / Ц |
1 - ~ |
] |
|
|
|
|
2 |
(9.24) |
|
<о0 = |
V K |
|
(9.25) |
©о = V ь0 |
— 1 + | / |
1 + b° |
+ - jr (2Ь° ~ |
$ ) • |
|
|
|
|
(9.26) |
9.4.3. Взаимное преобразование активных |
|
|||
|
/?С-фильтров |
|
|
|
Существует большое число |
методов проектирования ак |
тивных /?С-фильтров. Один из простых формализованных методов состоит в непосредственном преобразовании из вестного или синтезированного каким-либо способом ком плекта схем одного типа в семейство схем, выполняющих другие функции. При этом можно исключить целый ряд этапов проектирования нового семейства схем.
Если в конкретной схеме Л/?С-фильтра выход одного ОУ, совпадающий с выходом цепи, подключить к узлу, со держащему выход любого другого ОУ, а его, соответствен но, ко входу цепи, то передаточная функция новой схемы будет обратна исходной [19]. Следовательно, если схемы обладают взаимообратными передаточными функциями, как например, полосовые и режекторные фильтры с передаточ ными функциями вида (9.13), то при переключении входов и выходов в схемах одного типа можно легко получить се мейство схем второго типа.
Например, для получения из полосового фильтра (рис. 9.10, а) [19] режекторного фильтра (рис. 9.10,6) не обходимо выход второго ОУ (DA2) отключить от выхода схе мы (узел 6) и подключить к узлу 4, а выход первого ОУ (DA1) отключить от узла 4 и подключить ко входу схемы (узел /).
Указанный метод может быть применен не только для проектирования Л#С-фильтров, но и использован привза-
имиых преобразованиях логарифмических и антилогарифмических усилителей, дифференциаторов и интеграторов и т. п.
Следует отметить только, что это преобразование при менимо к схемам, содержащим ОУ на выходе. В тех случа
ям |
RJ |
R5 |
Рис. 9.10. Взаимное преобразование селективных и режекторных фильтров
ях, когда выходной сигнал цепи снимается не с выхода ОУ, а с любого другого узла схемы, необходимо включить на выходе дополнительный ОУ в режиме повторителя напря жения (рис. 8 .2 , г, <?).
9.4.4.Активный RC -фильтр
смногоконтурной обратной связью
Широкое распространение получили схемы, позволя ющие на одной структуре реализовать различные фильтры путем изменения положения конденсаторов и резисторов, включаемых в цепь обратной связи ОУ
Структурная схема одного из таких фильтров представ лена на рис. 9.11, а. Каждая из проводимостей Y { в реаль ной схеме будет представлять собой пассивный элемент-ре зистор или конденсатор. Найдем передаточную функцию схемы К
к = - ^ . |
(9.27) |
Для принятых направлений мгновенных значений то ков и напряжений по второму закону Кирхгофа для вход ной цепи можно записать
и 1 = Т Г + и » |
(9.28) |
где I±== 12 ~\~ |
/ 4 . |
Воспользовавшись принципом «мнимой земли», получим
и » = |
= \ ; Л = Y2Ut; /, = Y3Ut; и = Y4 (U2 - и „У, |
и г = - ^ - и й.
Подставив полученные выражения в (9.28) и, определив Ult из выражения (9.27) найдем
К = — |
Y I Y 2 |
(9.29) |
К5 (К1+ Y2 + КЗ + Y 4) + КЗК4 |
Рис. 9.11. Структурная и принципиальные схемы активных /?С-филь- тров с многоконтурной обратной связью
Знак минус показывает, что выходное напряжение сдвинуто относительно входного на 180°.
Определим, вместо каких элементов Yi следует вклю чать резисторы, а вместо каких — конденсаторы для реа лизации ФВЧ, ФНЧ или ПФ. Для этого сравним полу ченную передаточную функцию (9.29) схемы с общими пе редаточными функциями фильтров (9.10) — (9.12).
Фильтр нижних частот. Сравнив функцию (9.10) с функцией (9.29), нетрудно видеть, что так как числитель функции реальной схемы не должен зависеть от комплекс
ной частоты р у то следовательно элементы YI и Y3 |
долж |
ны быть чисто активными и вместо них должны |
быть |
включены резисторы, имеющие проводимость G1 и G3. Для получения в знаменателе слагаемого, зависящего
от р2у элемент Y 5 должен быть конденсатором и, кроме того, конденсатором должен быть один из элементов Y lf стоящих в скобках в знаменателе выражения (9.29). Ана-
яиз показывает, что элемент К4 должен быть резистором, т. к. в противном случае не удастся получить слагаемое, вависящее от р. Следовательно конденсатором должен быть элемент К2.
Итак, элементы в схеме должны быть выбраны следу ющим образом Y 1 = Gl; Y2 = рС2\ КЗ = G3; К4 = G4; К5 = рС5.
Принципиальная схема полученного ФНЧ приведена на рис. 9.11, б.
Фильтр высоких частот. Сравнение передаточных функ ций (9.11) и (9.29) показывает, как нетрудно убедиться, что элементы схемы в этом случае должны быть выбраны
следующим |
образом К1 = рС 1; К2 = G2; КЗ = рСЗ\ |
К4 = рС4; |
К5 = G5. |
Принципиальная схема ФВЧ приведена на рис. 9.9, в. Полосовой фильтр. Сравнение передаточных функций (9.12) и (9.29) показывает, что полосовой фильтр может быть реализован четырьмя вариантами сочетаний резис
торов |
и |
конденсаторов в цепи |
обратной связи |
схемы |
рис. 9.8, |
а. На практике чаще всего применяется |
схема |
||
ПФ, приведенная на рис. 9.9, г, в которой элементы |
цепи |
|||
обратной |
связи выбраны следующим образом К1 = G1; |
|||
К2 = |
G2; |
КЗ = рСЗ; К4 = рС4; |
К5 = G5. |
|
Одним из самых важных свойств активных /?С-фильт- ров является чувствительность их параметров к изменению сопротивления и емкостей входящих в них элементов. Свойства различных #С-фильтров, в том числе их чувст вительность, достаточно подробно рассмотрены в [27].'
0.4.5. Универсальный активный ПС -фильтр
Применение на практике схем, подобных рассмотрен ным в 9.4.4, позволяет существенно улучшить эксплуата ционные характеристики электронных устройств — тех нологичность, коэффициент унификации. Можно еще более унифицировать устройство, если применить в нем уни версальную структуру, которая может выполнять функ ции всех типов фильтров (ФНЧ, ФВЧ, ПФ, РФ) при не значительных в ней изменениях. Такими изменениями могут быть, например, разрывы одного или нескольких про водников. При изготовлении такой структуры в микро электронном исполнении выбор того или иного типа фильт ра осуществляется так называемым «выжиганием» (свое образным программированием микросхем) определенных
С хем ы ф и л ьтр о в |
|
|
|
|
|
П е р е |
аЪ | |
al |
cd |
се |
1 |
|
|
|
1 |
|||||
ПФ |
+ |
— |
+ |
— |
+ |
— |
РФ |
— |
+ |
+ |
— |
+ |
— |
ФВЧ |
+ |
— |
— |
+ |
+ |
— |
ФНЧ |
+ |
— |
— |
+ |
— |
‘ 1- |
перемычек. Одна из возможных универсальных структур активных /?С-фильтров представлена на рис. 9 . 1 2 .
Порядок изменения соединений в схеме универсальной структуры для получения различных фильтров приведен в табл. 1 .
Рис. 9.12. Принципиальная схема универсального ЛРС-фильтра
Передаточные функции фильтров типа ПФ, РФ, ФВЧ и ФНЧ, реализованных на основе универсальной струк туры (рис. 9.11), имеют вид соотвественио
|
1 |
|
C \ R \ |
|
1 |
C \ C 2 R \ R 2 _ \ |
Р г + р [ C \ R \ |
1
+C \ R 2 • ) +
1
+C \R 2
_ * 1 . _ L _ ) + |
1 |
|
(9.30) |
|
|
■]} = |
|||
R4 |
C2R2 ) ^ C \ C 2 R \ R 2 |
|
||
|
|
1 |
R3 |
1 |
К (р) = |
да- {[/>2 + Р (-сТрГ + C IR 2 |
R4 ~C2R2) + |
мычкн
hg |
hk |
on |
от |
|
рп |
| |
рт |
| till |
|
т е |
— |
+ |
+ |
— |
|
— |
+ |
+ |
|
— |
|
— |
+ |
+ |
— |
|
— |
+ |
— |
+ |
||
— |
+ |
+ |
— |
|
— |
“Г |
+ |
|
— |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
+ |
— |
— |
+ |
|
+ |
|
— |
+ |
|
— |
|
1 |
р2 + р ( C\Ri |
C\R2 ) |
|
|
|
|
|||
C\C2R\R2 |
' |
CIC2RXR2 ] J 1 |
||||||||
к |
(/>) = |
R3 |
{;>=/[?’ + |
1 |
|
1 |
|
|
||
Д5 |
4 C\R\ |
C\R2 |
|
|
||||||
|
|
R3 |
1 |
|
+ |
1 |
|
|
|
(9.32) |
|
|
R4 |
* C\R2 |
CIC2RIR2 ]) |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
+ |
l |
К (P) - |
R4 ( CiC2RiR2 I |
P2 |
+ P (' |
|
C1R2 |
CIR5 |
||||
|
|
. C\C2R\R2 |
p + р\ст |
|
|
|||||
|
|
R3 |
1 |
|
+ |
l |
|
|
|
(9.33) |
|
|
R4 |
C2R2 |
CIC2RIR2 ]}• |
|
|||||
|
|
|
|
Контрольные вопросы и упражнения
1Объясните назначение элементов схемы, приведенной на рис. 9.1, б.
2.Чему равна индуктивность катушки, которую нужно подключить к конденсатору емкостью С = 50 пФ в схе ме, приведенной на рис. 9.1, а, если частота генерируе мых колебаний 2,5 МГц.
3.Постройте схему на полевых транзисторах резонанс ного усилителя с параллельным колебательным кон туром и поясните назначение элементов.
4.Постройте схему на полевых транзисторах избиратель
ного усилителя с |
Г-образным /?С-четырехполюсником |
в цепи обратной |
связи и поясните назначение эле |
ментов. |
|
5.Постройте все четыре возможные схемы полосового фильтра на основе активного /?С-фильтра с многокон турной обратной связью, приведенной на рис. 9.11, а.
Г л а в а 10
ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Электронными генераторами называются устройства, преобразующие электрическую энергию источника постоян ного тока в энергию электрических колебаний заданной формы и частоты. Форма генерируемых колебаний может быть различной. Генераторы, вырабатывающие колебания синусоидальной формы, называются генераторами синусои дальных или гармонических колебаний. Если форма колеба ния отличается от синусоидальной (прямоугольная, тре угольная, пилообразная и т. п.), то генераторы называются импульсными или релаксационными генераторами.
По принципу управления их работой различают генера торы двух типов — генераторы с независимым (внешним) возбуждением и генераторы с самовозбуждением (автогене раторы или генераторы в автоколебательном режиме).
Строятся генераторы колебаний синусоидальной формы на основе усилительных устройств, в выходной цепи кото рых, либо в цепи обратной связи включают частотно-зави симые элементы. В качестве таких элементов могут приме няться колебательные LC-контуры либо частотно-зависи мые RC-цепи. В первом случае схемы называются LC-гене-
раторами, а во втором — RC-генераторами.
10.2.LC -ГЕНЕРАТОР
СНЕЗАВИСИМЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
На рис. 10.1, а приведена принципиальная схема LC-re- нератора с независимым возбуждением. Этот генератор не отличается от известных схем резонасных усилителей с параллельным колебательным контуром. Однако, в отли чие от резонансных усилителей, здесь требуется обеспече ние в нагрузке значительной мощности сигнала. Это может быть достигнуто применением мощных транзисторов, вклю чаемых чаще всего в режиме С, при достаточной величине
входного |
сигнала |
возбуждения. |
Смещение V06 |
обеспечивается делителем напряжения |
|
R 1, R2. |
[/0б выбирается таким образом, чтобы рабочая точ |
ка О лежала левее начального участка сквозной характерис тики каскада (рис. 10. 1, б). Из этого рисунка видно, что
мгновенное значение напряжения на базе состоит из напря жения смещения и напряжения сигнала и0 = U0б — Umб X X cos со/. Кривая выходного тока имеет вид кратковременных импульсов с максимальной величиной /Кшах и длитель ностью 20 < л. Разложение в ряд'Фурье дает возмож ность представить коллекторный ток каскада в виде суммы
*,< = Л к 4- l\m cos СО/ + /2т COS 2(0/ + .... ГДв |
/ок, Лт, |
hm.... — постоянная составляющая и амплитуды |
первой, |
второй и т. д. гармонических составляющих коллекторно го тока.
Колебательный контур в цепи коллектора настраивает ся на частоту первой гармоники коллекторного тока с амп
литудой 1\т. |
Тогда мгновенное |
значение напряжения на |
||||
коллекторе |
транзистора |
будет |
определяться |
ик = Ек + |
||
+ |
Um cos <в/, где |
Um = |
hmRo — амплитуда |
напряжения |
||
на |
контуре; |
R0 = |
---- активное сопротивление контура |
для первой гармоники; R — активное сопротивление потерь в контуре.
Таким образом, несмотря на импульсный характер тока коллектора, выходное напряжение схемы изменяется по синусоидальному закону. Физически это объясняется
наличием колебательного процесса в контуре. Импульсы кол лекторного тока позволяют восполнять потери энергии в контуре и сделать колебания незатухающими.
Максимальное значение тока коллектора /КШах можно определить графически по семейству выходных статических характеристик транзистора (рис. 10.1, в). Если известно максимальное напряжение на базе Об max = U0e— Umб, то так как напряжение на коллекторе транзистора, вклю ченного по схеме с общим эмиттером, сдвинуто по фазе от носительно базового на 180°, на коллекторе будет действо вать минимальное UKпип = UM— Ек.
Форма импульсов коллекторного тока зависит от динами ческого режима работы генератора. Различают три динами ческих режима: недонапряженный, когда рабочая точка А лежит на линейных участках выходных статических характеристик транзистора (правее показанной на рис. 10.1, в), критический, когда рабочая точка А лежит на нелинейных участках характеристик (как показано на рис. 1 0 . 1 , б) и перенапряженный, когда рабочая точка А перемещается левее показанной на рис. 10.1, в. Последние два режима сопровождаются заметными искажениями фор мы коллекторного тока и их на практике стараются из бегать.
Основные энергетические показатели LC-генератора о независимым возбуждением определяются по таким же формулам, как и для трансформаторного однотактного уси лителя мощности (5.2.1), к. п. д., генератора может дости гать значений 80...85 %.
10.3. УСЛОВИЯ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ АВТОГЕНЕРАТОРА
В генераторах с независимым возбуждением управление осуществляется электрическими колебаниями, поступающи ми от источника входного сигнала. В автогенераторах управ ление работой схемы происходит за счет обратной связи.
Структурная схема автогенератора, приведенная на рис. 1 0 .2 , а, состоит из усилителя с коэффициентом усиле
ния К и цепи обратной связи с коэффициентом передачи р. Как следует из 2.3, самовозбуждение схемы с обратной связью происходит при наличии положительной обратной связи. Коэффициент усиления усилителя определяется вы ражением (2.7).
Так как коэффициент усиления усилителя и коэффици ент передачи цепи обратной связи в общем случае являются
величинами комплексными, |
т. е. |
К = Ке/Фк и Р = ре/фР, |
|||||
то |
коэффициент усиления |
схемы |
Ку будет равен |
||||
|
|
|
|
Ке/Фк |
|
|
|
|
|
1 |
_ |
крв/(Фк+фЗ) |
|
|
|
|
Самовозбуждение |
схемы |
произойдет, |
как указывалось |
|||
в |
2.3, когда коэффициент |
усиления Ку |
будет |
стремить |
|||
ся |
к бесконечности, |
т. е. |
когда знаменатель |
последнего |
Рис. 10.2. Структурная схема и характеристики автогенератора
выражения |
стремится к нулю: 1 |
— КРе/(Фк+ф/3) = 1 — К Р х |
х cos (фк + |
срр) + /КР sin (фк + |
фр) = 0. Последнее равен |
ство будет иметь место при выполнении двух условий. Первое условие можно получить приравняв нулю мни
мую часть этого равенства. Э о условие, называемое усло
вием |
баланса |
фаз, записывается как Ф = Фк + Фр = 2пп |
(л = |
0 , 1 , 2 , |
...). |
Второе условие получаем приравняв нулю действитель ную часть равенства и учитывая условие баланса фаз. Это условие'носит название баланса амплитуд Рк = 1 . Усло вие баланса фаз показывает, что для самовозбуждения уси лителя в схеме должна быть введена положительная обрат ная связь.
Условие баланса |
амплитуд, которое в более общем |
|
случае записывается |
как РК |
1 , показывает, что для су |
ществования автоколебательного процесса, ослабление сиг нала, вносимое цепью обратной связи, должно компенси роваться усилителем.
Если в начальный момент РК > 1, то появившееся по какой-либо причине на входе усилителя малое напряжение (например, при включении источника питания схемы) уси ливается в К раз усилителем, ослабляется в р раз цепью обратной связи и поступает на вход усилителя в той же фа зе, но с большей амплитудой. Амплитуда сигнала на выхо де растет. По мере роста амплитуды выходного напряжения генератора коэффициент усиления усилителя К начинает уменьшаться, т. к., как следует из 1.4.9, при больших вход ных напряжениях амплитудная характеристика усилителя имеет нелинейный участок. Как только произведение РК становится равным единице, амплитуда выходного напряже ния фиксируется на постоянном уровне.
Для того, чтобы условие баланса фаз и условие баланса амплитуд выполнялись только для одной заданной частоты, необходимо обеспечить частотно-избирательный характер коэффициента усиления усилителя или коэффициента пере дачи цепи обратной связи. Процесс развития и установле ния колебательного процесса в схеме генератора (при усло вии выполнения баланса фаз) можно пояснить с помощью графических построений на амплитудных характеристиках
усилителя и цепи обратной связи. |
усилителя схемы на |
||
Амплитудная характеристика |
|||
рис. 1 0 .2 , а |
представляет собой |
зависимость |
(/вых = |
= F ((/вх), а амплитудная характеристика цепи обратной |
|||
связи Uoo = |
F (Uвых). В общем случае амплитудная |
харак |
теристика цепи обратной связи нелинейна, но по сравне нию с амплитудной характеристикой усилителя, этой не линейностью можно пренебречь и считать зависимость Uoc = F (t/вых) прямой линией. Форма амплитудной харак теристики усилителя определяется нелинейностью харак теристик транзисторов и положением рабочей точки на сквозной характеристике каскада. Если рабочая точка вы брана в середине прямолинейного участка сквозной характе ристики, то амплитудная характеристика усилителя имеет вид кривой 1 на рис. 10.2, б. Если же рабочая точка выбра на в начале нелинейного участка сквозной характеристики, то амплитудная характеристика имеет вид кривой 1 на рис. 1 0 .2 , а.
Рассмотрим графики рис. 10.2, б. Если амплитудная ха рактеристика цепи обратной связи (линия 2) расположена выше амплитудной характеристики усилителя, то при появлении по какой-либо причине на входе усилителя не большого напряжения t/BXi этот сигнал усилится в К раз
усилителем, ослабится в Р раз цепькГобратной связи и на вход усилителя с цепи обратной связи поступит сигнал Uoc\ с амплитудой меньшей первоначального значения t/вхь в результате чего выходное напряжение уменьшится и т. д. В схеме произойдет затухание колебаний.
Если же амплитудная характеристика цепи обратной связи проходит так, как линия 3, то при появлении на входе усилителя некоторого напряжения t/ BX2 на выходе схемы появится напряжение с нарастающей амплитудой (этот режим работы соответствует условию РК > 1). Рост амплитуды выходного сигнала прекратится при достиже нии точки А, которая соответствует условию рК = 1.
Из рис. 10.2, в следует, что автоколебания развиваются при воздействии на вход усилителя бесконечно малых сигна лов, которые всегда имеются в напряжении шумов при под ключении схемы к источнику питания.
Режим работы автогенератора, определяемый амплитуд ными характеристиками У и 3, называется режимом мягко го самовозбуждения.
Если амплитудная характеристика усилителя имеет вид кривой 1 (рис. 1 0 .2 , в), то наибольший интерес представля ет режим работы, определенный взаимным расположением этой амплитудной характеристики и амплитудной харак теристики цепи обратной связи (линия 2 ), как показано на рис. 10.2, в. В этом случае автоколебания в схеме возника ют только при наличии на входе усилителя толчка напря жения не менее, чем UbX2 . Такой режим работы называется
режимом жесткого самовозбуждения.
,10.4. LC -ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
LC-генераторы с самовозбуждением строятся обычно на однокаскадных усилителях, в которых применяются транвисторы, включенные по схеме с общим эмиттером. В каче стве частотно-зависимого элемента применяется параллель ный колебательный LC-контур, включаемый в выходной цепи каскада, либо в цепи обратной связи.
10.4.1. L C -автогенератор с трансформаторной
связью
Принципиальная схема автогенератора представлена на рис. 10.3. Так как на резонансной частоте сопротивление контура чисто активное, то фазовый сдвиг, создаваемый
усилителем, равен срк = 180° Следовательно, для обеспе чения в схеме условия баланса фаз, необходимо создать до полнительный фазовый сдвиг срр, равный также 180°. В дан ной схеме это достигается соответствующей намоткой индук тивности L6 (направление намотки витков катушек колеба тельного контура L и базовой обмотки L6 должно быть
встречным).
Выполнение условия баланса амплитуд обеспечивается регули рованием глубины связи между катушками L и L6, которые име ют взаимную индуктивность. Пе ременное напряжение на базовой обмотке за счет тока iK коллек торной цепи транзистора, проте кающего через катушку контура L, будет равно при встречной
намотке |
катушек L и L6, иб = |
|
= — f m KM, где М — коэффициент взаимоиндукции. |
||
На резонансной частоте со0 = |
1 |
возникают незату |
|
V L C
хающие колебания, т. к. потери энергии в контуре компен сируются энергией, вносимой в колебательный контур источником' питания.
Элементы R\ и R2 обеспечивают необходимый режим ра боты по постоянному току. Конденсатор С1 служит для заземления одного конца обмотки обратной связи L6 на частоте генерации схемы.
Рассмотренная схема LC-автогенератора является не единственно возможным вариантом LC-схем. Широкое рас пространение получили на практике так называемые трех точечные схемы.
10.4.2.Трехточечные LC-генераторы
Втрехточечных схемах автогенераторов параллельный колебательный LC-контур подключается к усилителю тремя точками.
Рассмотрим обобщенную эквивалентную схему трехто чечного автогенератора (рис. 10.4, а). Контур в этой схеме состоит из реактивных сопротивлений XI, Х2 , ХЗ. Для возникновения резонанса токов в контуре необходимо, чтобы сумма реактивных сопротивлений Х2 + ХЗ была равна и противоположна по характеру реактивному сопро-
тивлению XI. При этом, |
если реактивное сопротивление |
|
XI носит индуктивный |
характер, то сумма |
Х2 + ХЗ |
должна иметь емкостной характер и быть равной |
по вели |
чине XI. Если же XI носит емкостной характер, то сумма Х2 + ХЗ должна носить индуктивный характер и быть равной по величине XI
Сигнал обратной связи снимается с сопротивления Х2. Поэтому для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы напряжение на сопротивлениях XI и Х2 находились
Рис. 10.4. Структурная и функциональные схемы трехточечных авто генераторов
в одинаковой фазе. Это возможно при одинаковом характе ре сопротивлений XI и Х2, т. е. они должны быть либо ин дуктивностями, либо емкостями. Реактивное сопротивление ХЗ должно быть по характеру противоположно сопротивле нию Х2. Баланс амплитуд в схеме может быть выполнен изменением коэффициента передачи |i цепи обратной свя зи, который определяется как отношение сопротивлений
Х2 и XI, Р = На практике при выполнении трехто
чечных автогенераторов осуществляют секционирование емкостной либо индуктивной ветви параллельного колеба тельного LC-контура.
При секционировании индуктивной ветви получают схе му индуктивного прехточечного автогенератора. Принци пиальная схема такого генератора, известного в литературе как схема Хартлея, представлена рис. 10.4, б. Здесь средняя точка индуктивной ветви контура через малое сопротивле ние источника питания для переменной составляющей тока присоединена к эмиттеру транзистора Коэффициент передачи
/ 2
цепи обратной связи Р = "fj"- Частота генерируемых коле баний, как нетрудно определить, равна со0 =
\ r (L\ + L2) С *
Схема емкостного трехточечного автогенератора (схе ма Колпитца) представлена на рис. 10.4, в. Здесь проведено секционирование емкостной ветви параллельного колеба тельного LC-контура. Коэффициент передачи цепи обратной
связи |
и |
частота генерируемых колебаний равны соответст- |
|
венно |
о |
С1 |
1/СМ -С2 |
Р |
С2 и со0 |
у С1С2/, ■ |
В автогенераторах гармонических колебаний типа LC иногда наблюдается искажение формы выходных колебаний. Это происходит, если условие самовозбуждения выполня ется не для одной частоты со0»а Для ряда гармонических со ставляющих, близких к со0. Для исключения указанного явления необходимо в LC-генераторах применять контуры с добротностью в несколько сотен единиц. Такое же явле ние может наблюдаться при большой глубине положитель ной обратной связи. Во избежание этого необходимо в уси лительном каскаде ввести местную частотно-независимую регулируемую отрицательную обратную связь, например, отключив емкость С9 и применив переменный резистор вместо Rs в цепи эмиттера транзисторов рассмотренных выше схем LC-автогенераторов.
10.5.R C -ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
Спонижением частоты генерируемых колебаний увели чиваются величины индуктивности и емкости LC-генерато- ров. Это увеличивает активное сопротивление обмотки ка тушки и токи утечки конденсатора, а следовательно снижа ет добротность контура и приводит к искажениям генерируе мых колебаний. Поэтому на низких частотах нашли приме нение /?С-автогенераторы, в которых усилители охватыва ются частотно-зависимой обратной связью через RC-цепи различного вида. В /?С-генераторах используются Г-обра;: ный /?С-четырехполюсник, двойной Т-образный мост и так называемые RC-цепи типа /^-параллель и С-параллель.
10.5.1.RC -генераторы с фазовым сдвигом
вцепи обратной освязи
Вавтогенераторах этого типа в цепи обратной связи включаются трехили четырехзвенные RC-цепи, которые могут иметь два варианта — /^-параллель и С-параллель.
Схема трехзвенной /?С-цепи ^-параллель представлена на рис. 10.5, а, а С-параллель — на рис. 10.5, б.
Коэффициент затухания (величина обратная коэффици енту передачи) цепи ft-нараллель определяется выражени ем (10.1), цепи С-параллель— выражением (10.2).
aR = 1 |
v)2R2C2 + / 1оЯСг( о)2R2C2 6 ) ’ |
^10*^ |
ас = 1— 5со2ft2C2 + /coftC (сo2ft2C2 — 6). |
(10.2) |
Частотная и фазовая характеристики цепи ft-параллель представлена на рис. 10.5, в, а цепи С-параллель — на
Рис. 10.5. Принципиальные схемы и характеристики трехзвенных RC- цепей
рис. 10.5, г. Как видно из этих графиков, модуль коэффи циента передачи и фазовый сдвиг меняются в широких пре делах, т. е. цепи не обладают выраженной избирательностью к частоте входного сигнала. Однако, на некоторой частоте
соод = |
1 |
п |
и частоте соос = |
/ 6 |
-----для цепи |
ft-параллель |
т* |
||
|
RC V 6 |
|
|
для цепи С-параллель фазовый сдвиг между выходным и входным напряжениями равен 180°, а модуль коэффициента
передачи равен a R = а с =
Если эти цепочки включить в цепь отрицательной обрат ной связи усилителя, суммарный фазовый сдвиг схемы на частоте о)0 будет равен нулю, т. е. выполнится условие ба ланса фаз. Условие баланса амплитуд выполнится при коэф фициенте усиления, равном 29. На рис. 10.6, а представле на простейшая схема ftC-генератора с ftC-цепыо ft-парал лель. В этой схеме сопротивление последнего звена ftC-цепи определяется сопротивлением резистора R3 и входного со
противления каскада. Необходимая величина коэффициен та усиления каскада выбирается регулированием глубины отрицательной обратной связи при помощи резистора /?э.
Недостатком схемы является то, что входное сопротивле ние усилителя шунтирует выход цепочки, в результате чего нарушается условие баланса амплитуд и генерация стано
вится неустойчивой. Этого недостатка лишена схема, в ко торой входной каскад усилителя выполняется на эмиттерном повторителе (рис. 10.6, б).
Применение в /?С-автогенераторе с фазовым сдвигом в цепи обратной связи операционного усилителя позволя ет улучшить условия генерирования гармонических колеба ний (рис. 10.6, в).
10.5.2. ВС -генератор с Г-образным
четырехполюсником в цепи обратной связи
Г-образный /?С-четырехполюсник, свойства которого были рассмотрены в §9.3.2., включается в цепь положитель ной обратной связи усилителя. В качестве усилителя в та ком генераторе обычно используются двухкаскадные схемы с включением биполярных транзисторов с общим эмитте ром (рис. 10.7, а) либо полевых транзисторов с общим исто ком. Применение однокаскадных схем усилителей в этом случае невозможно. В каскадах с общим эмиттером или с общим истоком сдвиг по фазе между выходным и входным сигналом равен 180°, что исключает, с применением Г-образ- ного /?С-четырехполюсника, выполнение баланса фаз. Схе
мы с общим коллектором или общим истоком хотя и не переворачивают фазы сигнала, но имеют коэффициент уси ления напряжения меньше единицы, в результате чего в схеме с Г-образным #С-четырехполюсником в цепи обрат ной связи не выполнится условие баланса амплитуд. Усили тельные каскады с общей базой или общим затвором имеют очень малое входное сопротивление, которое при введедении обратной связи через Г-образный RC-четырехполюс-
Рис. 10.7. Принципиальные схемы автогенераторов с Г-образным RC- четырехполюсником
ник шунтирует выход четырехполюсника, уменьшая его коэффициент передачи. Поэтому выполнение условия балан са оказывается весьма затруднительным.
Как известно из 9.3.2., коэффициент передачи симметрич
ного Г-образного /?С-четырехполюсника равен |
Следо |
вательно для выполнения условия баланса амплитуд в схе ме на рис. 10.7, а усилитель должен иметь коэффициент уси ления равный 3. Так как в двухкаскадном усилителе, вы полненном по схеме с общим эмиттером, К^> 1, то для уменьшения коэффициента усиления до величины К0г = ~ 3 усилитель охватывается отрицательной обратной связью через делитель напряжения /?3/?4. При этом Кос =
*= р+Кщ , где Р = -дз/?4 — коэффициент передачи цепи
отрицательной обратной связи; К — коэффициент усиле ния усилителя при разомкнутой цепи обратной связи.
Так как К 1, то из последнего выражения следует,
что Кос |
и, следовательно, Кос будет равно трем, если |
выполнится условие R3 = 2R4.
Обычно в качестве элемента R3 применяется терморезис тор, что позволяет обеспечить стабильность амплитуды гене рируемых колебаний.
На рис. 7.10, б представлена схема автогенератора с Г- образным /?С-четырехполюсником в цепи обратной связи на операционном усилителе.
Большим достоинством автогенераторов, рассматривае мых в данном параграфе, является простота регулировки частоты генерируемых колебаний в широком диапазоне частот одновременным изменением величины сопротивлений резисторов RIR2, либо величины емкостей конденсаторов С1С2.
10.5.3. RC -генератор с двойным Т-образным мостом
в цепи обратной связи
Двойной Т-образный мост, свойства которого были рас смотрены в 9.З.1., включается в цепь отрицательной обрат ной связи усилителя. Поэтому для выполнения условия ба ланса фаз усилитель следует охватить частотно-независи мой положительной обратной связью. На частоте квазире зонанса двойного Т-образного моста, благодаря свойствам
Рис. 10.8. Принципиальные схемы автогенераторов с двойным Т-об разным RC-мостом
последнего, отрицательная обратная связь в схеме практи чески исчезнет, выполнится условие баланса амплитуд и схема перейдет в автоколебательный режим.
Как указывалось в 9.3.1. двойной Т-образный мост сле дует нагружать на высокоомную нагрузку. Поэтому|луч-
шими |
параметрами обладают |
автогенераторы, в кото |
|
рых |
применены усилители на |
полевых |
транзисторах |
(рис. |
10.8, п) либо операционные усилители |
(рис. 10.8, б). |
В схеме на рис. 10.8, а положительная обратная связь вы полнена на терморезисторе /?4. Применение терморезисто ра обеспечивает в схеме режим мягкого самовозбуждения и повышает стабильность амплитуды генерируемых коле баний. В схеме на рис. 10.8, 6 положительная обратная связь выполнена при помощи делителя напряжения R5R6.
Регулировку частоты генерируемых колебаний осуще ствляют изменением величин сопротивлений всех рези сторов, либо емкостей всех конденсаторов с соблюдением соотношений между ними, указанных в 9.3.1.
10.6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Стабильность частоты генерируемых автогенератором колебаний зависит от многих факторов. Под воздействием изменений температуры окружающей среды, колебаний на пряжения источника питания и других дестабилизиру ющих факторов происходит изменение параметров и режима работы усилительных устройств, изменяются величины па раметров элементов, входящих в LC-контуры и RC-uenu. Все это в конечном итоге приводит к отклонениям частоты генерируемых колебаний от расчетного значения.
Нестабильность частоты генерируемых колебаний на
практике выражают как отношение абсолютного значения
Д(о изменения частоты Дсо к частоте со0 автогенератора---- . Из
меряется нестабильность частоты в относительных величи нах, либо в процентах. Для уменьшения нестабильности частоты генерируемых колебаний применяют параметри ческую и кварцевую стабилизацию частоты.
Параметрическая стабилизация частоты состоит в под боре „элементов усилителя и цепей обратной связи, обеспе чивающих минимальные изменения частоты, в введении глу бокой отрицательной обратной связи (при сохранении усло вия баланса амплитуд), в экранировании частотно-зависи мых, цепей усилителя для уменьшения влияния внешних электромагнитных полей и т. п. Параметрическая стабили зация позволяет снизить нестабильность частоты генериру
емых колебаний LC- и /?С-генераторов до1(Г”4—10” 5
Кварцевая стабилизация частоты состоит в применении в LC-генераторах кварцевых резонаторов. Кварцевый ре зонатор представляет собой тонкую кварцевую пластину прямоугольной или круглой формы, установленную в кристаллодержателе. Кварцевая пластина обладает пьезо-
t-к 8 RK 8 XS K 8 о |
|
Рис. 10.9. Эквивалентная схе |
-о |
ма кварцевой пластины |
|
Рис. 10.10. Принципиальная |
|
схема LC-автогенератора с |
|
кварцевым резонатором |
о |
|
электрическими свойствами. При воздействии на пластину переменным электрическим полем, она будет представлять собой электромеханическую колебательную систему, обла дающую резонансными свойствами. В области резонанса кварцевый резонатор эквивалентен электрическому коле бательному контуру, состоящему из последовательно вклю
ченных |
элементов LKB, R Kв, Скв, шунтированных емкостью |
|
С0 (рис. |
10.9). |
характеризует емкость кристаллоде.ржателя |
Элемент С0 |
и имеет величину порядка нескольких десятков пикофарад. Емкость кварца Скп мала (обычно имеет величину порядка сотых долей пикофарады). Индуктивность кварца LKBможет иметь величину от десятков микрогенри до нескольких мил лигенри. Величина сопротивления потерь RKB составляет обычно единицы — десятки Ом. Поэтому добротность квар ца очень велика — 105... 106 и кварцевый резонатор обла дает острым резонансом.
Кварцевый резонатор, как видно из его эквивалентной схемы, обладает двумя резонансными частотами — после довательного контура ©поел и параллельного контура сопар.
Со СК1„ то частоты соПОСл |
и ^пар мало отличаются друг от |
друга. |
|
На частотах ниже соПосл |
и выше соПаР эквивалентное со |
противление кварцевого резонатора носит емкостной харак тер, а на частотах выше ©поел и ниже ©,1ар— индуктивный характер. Поэтому кварцевый резонатор может включаться либо в цепь обратной связи (рис. 10.10), либо в качестве индуктивного элемента ветви колебательного LC-контура.
Применение кварцевого резонатора позволяет снизить нестабильность частоты генерируемых колебаний до зна
чения, порядка 10“ 7. Так как резонансные свойства каждой
кварцевой пластинки строго индивидуальны, то кварцевая стабилизация частоты применяется в автогенераторах, генерирующих колебания фиксированных частот, что яв ляется недостатком этих генераторов.
10.7. АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Один из типов усилителей постоянного напряжения мо жет быть построен на основе автогенератора, в котором входной сигнал воздействует на один из параметров гене рируемых колебаний — амплитуду, частоту или фазу (см. 7.1). Наибольшее применение в настоящее время находят автогенераторные усилители постоянного тока, в которых изменяется амплитуда колебаний.
Рис. 10.11. Принципиальная схема автогенераторного УПТ
Схема автогенераторного УПТ (рис. 10.11) состоит из трех частей: узла преобразования I, включенного в цепь положительной обратной связи (коэффициент передачи узла зависит от входного сигнала); усилителя переменного напряжения II, обладающего избирательными свойствами за счет колебательного контура; детектирующего устройст ва 111
Входной сигнал UBX через резистор R поступает на мост, состоящий из варикапов VD1 и VD2 и двух полуобмоток L1 согласующего трансформатора Т. Начальная величи на коэффициента передачи моста устанавливается при по мощи подстроечного конденсатора С1 так, чтобы усилитель находился на границе самовозбуждения.
Входной сигнал UBX, изменяя емкость варикапов, увели чивает коэффициент передачи входного устройства по цепи
положительной обратной связи, в результате чего амплиту да автоколебаний также увеличится. Так как мост на вари капах обладает большой нелинейностью, то его амплитуд ная характеристика будет весьма нелинейна. Поэтому ус ловие баланса амплитуд будет выполняться в схеме в зна
чительном диапазоне изменения |
£УВХи на выходе будут су |
|
ществовать автоколебания, амплитуда |
которых меняется |
|
в зависимости от изменения UBK. |
|
|
Частота колебаний определяется колебательным конту |
||
ром, состоящим из первичной |
обмотки |
LKсогласующего |
трансформатора Т и конденсатора Ск. |
|
На транзисторе VT3 выполнен амплитудный детектор. Элементы R Hи Сф образуют фильтр, сглаживающий пуль сации выпрямленного переходом база-эмиттер транзистора VT3 напряжения.
К преимуществам автогенераторного УПТ по сравне нию с УПТ с преобразованием сигнала, рассмотренного в 7.5., следует отнести: отсутствие генератора опорного на
пряжения; отсутствие .фазочувствительного |
демодулятора |
и замену его амплитудным детектором. |
УПТ является |
Недостатком схемы автогенераторного |
|
сложность настройки схемы. |
|
Контрольные вопросы и упражнения
1.Поясните физический смысл условия баланса амплитуд.
2.Поясните физический смысл условия баланса фаз.
3.Каковы причины ограничения амплитуды генерируемых колебаний в генераторе типа LC?
4.Объясните, каким образом реализуются условия баланса фаз и баланса амплитуд в схемах, приведенных на рис. 10.4, б и 10.4, в.
5.Объясните, каким образом реализуются условия балан
са фаз и баланса амплитуд в схеме, приведенной на 10.6, б.
6.Объясните, каким образом реализуется условие балан са фаз и баланса амплитуд в схеме, приведенной на рис, 10.8, а.
7.Поясните в сравнении УПТ с преобразованием и УПТ автогенераторного типа.
8.Какие факторы влияют на стабильность частоты ко лебаний автогенератора?