409_Arhipov_Chuhrov-diskr_soobsch_Monografiya
.pdfзначения:
|
|
1 |
1 |
N |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
( ˆп п ) |
|
(2.28) |
||
ˆ |
|
|
|||||||
|
|
|
|
N 1i 1 |
|
|
|||
|
|
п |
|
|
|
|
|
|
|
Результаты моделирования приведены на рисунках 2.3 – 2.7.
Так, на рисунке 2.3 приведены зависимости среднеквадратического отклонения оценки угла прихода помехи (СКО ˆ) от отношения мощности помехи к дисперсии шума (h2П) при различных исходных углах.
На рисунке 2.4 приведен пример временной реализации оценки угла прихода помехи в зависимости от количества отсчетов, характеризующей скорость сходимости и точность оценки угла прихода помехи.
С целью определения необходимого объема выборки на рисунке 2.5 показаны зависимости среднеквадратического отклонения (СКО) оценки угла прихода помехи при разных отношениях помеха/шум от количества отсчетов (усредненные по 100 реализациям).
СКО
1,8
1,6 |
= |
45 |
|
|
|
1,4
= 30
1,2
1 |
|
= 20 |
|
0,8
= 10
0,6
0,4
0,2
0
0 |
10 |
20 |
30 |
h2П |
40 |
50 |
60 |
Рисунок 2.3 – Зависимость среднеквадратического отклонения оценки угла прихода помехи (СКО ˆ) от отношения мощности помехи к дисперсии шума (h2П) при различных исходных углах
На рисунках 2.6, 2.7 приведены зависимости среднеквадратического отклонения (СКО) оценки угла прихода помехи от направления прихода при различных отношениях мощности помехи к дисперсии шума.
41
ˆ
Рисунок 2.4 – Пример временной реализации оценки угла прихода помехи от количества отсчетов ( = 11 ; С/П = 10; N = 100; fc = 1.3 кГц; ˆ= 11.05 )
h2П=10
h2П=10
h2П=60
Рисунок 2.5 – Зависимость среднеквадратического отклонения (СКО) оценки угла прихода помехи от количества отсчетов
(усредненная по 100 реализациям)
42
h2П=6 h2П=2
h2П=10
Рисунок 2.6 – Зависимость среднеквадратического отклонения (СКО) оценки угла прихода помехи от направления прихода при отношениях
мощности помехи к дисперсии шума h2П = 2, 6, 10
2
h =60 h2=20
h2=100
Рисунок 2.7 – Зависимость среднеквадратического отклонения (СКО) оценки угла прихода помехи от направления прихода при отношениях
мощности помехи к дисперсии шума h2 = 20, 60, 100
43
На основе анализа результатов моделирования можно сделать следующие выводы.
1.При временном анализе точность оценки угла мало зависит от объема выборки при N > 100.
2.Даже при отношении мощности помехи к спектральной плотности шума h = 2, погрешность оценки (среднеквадратическое отклонение) угла не
превышает 15%, а при h 10 – 3% для объема выборки N = 100.
3.Максимальная погрешность оценки соответствует направлению прихода помехи = 45 , уменьшаясь до нуля при углах кратных 90 . Это объясняется тем, что при углах прихода помехи близких к 45 , коэффициенты направленного действия приемных антенн будут почти одинаковы (знаменатель в (2.26) близок к нулю), что, в соответствии с (2.26), приводит к существенным изменениям параметра Q при небольших изменениях величин x1(t) и x2(t).
4.Если помеха выделена по опорному каналу, а адаптация (оценка направления на источник помехи) выполняется по классифицированной обучающей выборке, то алгоритм (2.12) инвариантен к форме УП, более того, этот алгоритм справедлив для структурной помехи, по своим свойствам подобной полезному сигналу.
Необходимо отметить, что рассмотренный алгоритм оценки направления на источник помехи и схема пространственного адаптивного компенсатора с применением ортогональных рамочных (или дипольных) антенн позволяет оценить параметры и осуществить подавление только одной помехи, поскольку сложно выделить временные реализации отдельных УП из их совокупности при NП > 1.
Для повышения эффективности подавителя с применением алгоритмов пеленгации могут быть использованы частотные методы анализа, а также другие типы антенн (например, с гауссовской диаграммой направленности), либо антенные решетки, формирующие «провалы» в диаграмме направленности относительно источников помех.
Вчастности, в [87] показано, что оценку направления на источник помехи можно определить, зная энергетические спектры помехи на входе основ-
ного и дополнительного каналов. В этом случае для оценки ˆП применяется выражение (2.24), в котором величина Q находится через отсчеты спектральных составляющих, полученных после оцифровки сигналов x 1(t) и x2(t) и применения алгоритмов быстрого преобразования Фурье:
|
|
|
m |
|
|
|
Qj1,2 |
|
Xij1 f Xij2 f |
|
|
Qj |
|
i 1 |
, |
(2.29) |
|
|
m |
||||
|
Qj1 Qj2 |
|
|
||
|
|
|
[ Xij21 f Xij22 f ] |
|
|
i 1
где m – общее число спектральных составляющих, используемых для оценки j – й УП.
В качестве иллюстрации применения алгоритма (2.24) с учетом (2.29) на
44
рисунках 2.8 – 2.10 приведены результаты моделирования. Для примера заданы следующие исходные данные: число УП NП = 3; амплитуды помех соответственно 12, 7, 9В; азимуты источников УП: 12 , 122 , 226 ; hП2 100.
На рисунке 2.8 (а) и (б) приведены спектры входной реализации, содержащей три УП, соответственно на входе основного и дополнительного каналов.
Для оценки направления прихода N узкополосных помех весь анализируемый спектр входной реализации по основному и дополнительному каналу разбивался на поддиапазоны, в каждом из которых производится оценка направлений прихода помех по формулам (2.24), (2.29). В программе предусмотрена процедура оценки количества помех и их классификация по уровню спектральных составляющих.
Для устранения неоднозначности оценки ˆП осуществлялся анализ фазовых соотношений (знака) мнимых частей спектральных составляющих на выходах ортогональных антенн (после дискретизации и спектрального анализа), показанных на рисунке 2.9. Анализ знаковых соотношений производился на частотах наиболее мощных спектральных составляющих, соответствующих действующим в канале узкополосным помехам.
S(f) |
|
|
fП1 |
fП2 |
f |
fП3 |
S(f)
f
fП1 |
fП2 |
fП3 |
Рисунок 2.8 – Спектры входной реализации (совокупности УП) на выходе антенн основного (а) и дополнительного (б) каналов приема
45
Im(f)
а)
f
fП1 |
fП2 |
fП3 |
Im(f)
б)
|
|
f |
fП1 |
fП2 |
fП3 |
Рисунок 2.9 – Мнимые части спектров совокупности УП на выходе антенн основного (а) и дополнительного (б) каналов приема
Результаты анализа направлений приходу узкополосных помех с учетом их мощности, представленные на рисунке 2.10 в полярных координатах в виде «карты помеховой обстановки».
90
135 |
45 |
180 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
225 |
315 |
270
Рисунок 2.10 – Результаты моделирования алгоритма оценки параметров УП («карта помеховой обстановки») с учетом, мощностей и углов
прихода узкополосных помех
46
Таким образом, применение алгоритмов спектрального анализа позволяет получить достаточно полное представление о помеховой обстановке, включая оценку направлений прихода нескольких не перекрывающихся по спектру УП, их частот и амплитуд.
Таким образом, применяя процедуру спектрального анализа, можно выделить частоты наиболее мощных УП ( fˆ 1,…, fˆ Nп), на которые могут быть настроены перестраиваемые полосовые фильтры для применения процедуры адаптации (компенсации) по каждой помехе в отдельности. Далее, используя алгоритм (2.25), формируются коэффициенты передачи для каждого выделенного диапазона частот с последующим вычитанием совокупности оценок УП из временной реализации сигнала в основном канале приема. Пример построения устройства компенсации УП показан на рисунке 2.11.
Схема содержит блоки аналого-цифрового преобразования (АЦП) по основному и дополнительному каналам, формирующие цифровые отсчеты входных реализаций.
А1 |
x 1(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Sˆ(t) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
Sˆ |
П1(t) |
|
|
|
|
|
SˆПN (t) |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
… |
|
|
||||||
|
|
АЦП |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
РегУс |
|
… |
РегУс |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К1( ˆ1) |
|
|
КN( ˆN) |
|
||||
|
|
БПФ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Анализатор |
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
помеховой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
обстановки |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
БПФ |
|
( ˆi, fˆ i),i=1…NП |
|
|
ПФ |
|
… |
|
ПФ |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( fˆ 1) |
|
|
( fˆ N) |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
АЦП
А2 x2(t)
Рисунок 2.11 – Пример построения устройства компенсации УП с применением процедуры оценки частоты и направления прихода УП
По полученным отсчетам с помощью алгоритмов БПФ производится расчет спектральных составляющих сигналов на входах основного и дополнительного каналов, которые используются для оценки параметров узкополосных помех. Таким образом, в функции анализатора помеховой обстановки
47
входит:
обнаружение УП;
оценка средних частот УП ( fˆ i);
классификация УП по мощности;
оценка направлений прихода УП ( ˆi);
расчет коэффициента передачи для компенсации i-й УП Кi( ˆi);
формирование управляющих сигналов для настройки перестраиваемых полосовых фильтров на частоты наиболее мощных помех;
формирование управляющих сигналов для настройки регулируемых усилителей (РегУс) на i-ю узкополосную помеху;
при совпадении направления прихода помех с направлением полезного сигнала (или недостаточных угловых различиях), в связи с невозможностью пространственного разделения и компенсации УП, схема может быть дополнена перестраиваемыми режекторными фильтрами, в этом случае анализатор помеховой обстановки дополняется функцией формирования управляющих сигналов для настройки перестраиваемых режекторных фильтров на частоты наиболее мощных помех.
2.2.4 Исследование помехоустойчивости приема широкополосного сигнала с применением алгоритмов пространственной компенсации
Алгоритм приемника с блоком защиты от узкополосных помех может быть представлен в виде, аналогичном (2.7) [90]:
(L 1)T |
|
|
2 |
|
|
|
|
||
|
[x1(t) SˆП (t)][ cUr (t) sU~r (t)]dt |
|
|
EcБr |
|
||||
|
|
|
|
||||||
LT |
|
2 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
(L 1)T |
[x1(t) SˆП (t)][ cUl(t) sU~l(t)]dt |
|
2 |
EcБl , |
|
||||
|
|
|
(2.30) |
||||||
2 |
|||||||||
|
LT |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
где Бr,l – коэффициент, характеризующий пороговый уровень при передаче r- го или l-го варианта сигнала.
Определим помехоустойчивость приемника, соответствующего алгоритму (2.30). Для этого найдем вероятность ошибки при приеме через вероятность выполнения неравенства
Pош 1 P r A P l A ,
2
где с учетом (2.30)
48
|
|
(r,l) |
|
c |
|
(L 1)T |
[x1(t) SˆП (t)][Ur (t) Ul (t)]dt |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||
|
2 |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.31) |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(L 1)T |
[x1(t) SˆП (t)][U~r (t) U~l (t)]dt, |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
s |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
A |
2E |
c |
(Бr |
|
Бl ) - пороговый уровень. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
2 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
Для определения (r,l) |
подставим в (2.31) оценку SˆП (t) из (2.12) |
||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
(r,l) h2 2 |
1 |
[F |
|
F ][М x |
|
|
x |
|
m y |
|
y |
|
] |
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
1 |
|
П |
2 |
П |
|
Пr |
|
Пl |
|
Пr |
|
Пl |
(2.32) |
||||
|
|
|
|
|
1 (L 1)T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
~ |
~ |
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 t 2 t Kˆ M Ur t Ul t s Ur t Ul t dt |
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
П |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
здесь |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( L 1)T |
|
|
|
|
( L 1)T |
|
|
|
~ |
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
xПr,l(t ) |
|
Ur,l(t )U |
П(t )dt |
|
~ |
|
|
|
(t )dt |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
Ur,l(t )UП |
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( L 1)T |
~ |
|
|
|
|
( L 1)T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
yПr,l(t ) |
|
|
|
|
П(t )dt |
|
|
~ |
|
(t )UП(t )dt, |
; |
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
Ur,l(t )U |
|
Ur,l |
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
( L 1)T |
|
|
|
|
|
1 |
( L 1)T |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
2 1 |
|
|
|
Ur(t )Ul(t )dt 1 |
|
U~r(t )U~l(t )dt; |
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
|
Ec |
|
|
Ec |
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
LT |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
M = c cП + s sП; m = c sП + s cП; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||
h2 |
|
2E |
c |
– отношение энергии сигнала к спектральной плотности шума. |
||||||||||||||||||||||||||||||||
2 |
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Величины имеют нормальное распределение вероятностей, поскольку являются результатом линейных операций над нормальными случайными процессами со средними значениями
(r ) (l ) h2 2
и дисперсиями
D( (r,l)) |
|
|
|
2 |
h2h2 |
g2[F ( |
|
|
|
|
) |
|
|
|
(r,l)2 |
( (r,l)) |
П |
) F |
( |
П |
K2 |
], |
(2.33) |
||||||
|
|
|
|
|
П |
1 |
2 |
|
|
ˆ |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
П |
|
|
где g2 – коэффициент, характеризующий различимость сигнала и помехи;
49
K2ˆ |
– среднестатистическое значение K2ˆ ; hП2 - отношение мощности по- |
П |
П |
мехи к дисперсии шума.
Используя методику [90,108], получим выражение для вероятности ошибки в виде
|
|
|
|
1 |
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
Pош |
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
Ф(hэr ) |
|
|
Ф(hэl ) , |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(2.34) |
||||||||||||||
2 |
|
2 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
A |
|
|
|
|
|
|
|
1 |
g02r,l |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
где h |
|
|
|
(r,l) |
|
; Б |
r,l |
|
; |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
эr,l |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 N |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
N – число шагов обучения (объем выборки); |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
z |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
2 |
t |
2 / 2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
Ф( z ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
e |
|
|
|
|
|
|
dt |
|
- функция Крампа. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Тогда |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
g |
2 |
|
|
g2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h |
|
0r |
|
0l |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
hэr,l |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2(1 N) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
. |
(2.35) |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
2 |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
2 |
2 |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
hП g |
|
F1( П ) F2( П )K ˆП |
|
|
1 K ˆП |
|
|
Из (2.34) и (2.35) видно, что вероятность ошибки зависит от отношения энергии сигнала к спектральной плотности шума (h2), коэффициентов взаимного различия сигнала и помехи (g0i), длины интервала обучения (N). Это соответствует результатам, полученным в [90]. Отличие от известных результатов заключается в том, что при компенсации помехи помехоустойчивость приемника существенно зависит от угла прихода помехи и точности оценки
весового коэффициента K2ˆ .
П
На рисунках 2.12 и 2.13 приведены зависимости вероятности ошибки (Рош) соответственно, от угла прихода помехи ( п) при различных значениях отношения энергии сигнала к спектральной плотности шума (h2) и от h2 при различных углах прихода помехи.
Из приведенных зависимостей можно сделать следующие выводы:
1.При большом уровне флуктуационного шума на входе основного и дополнительного каналов (h2 = 1) вероятность ошибки будет максимальна и мало зависит от угла прихода помехи.
2.При углах прихода помехи, близких к направлению прихода сигнала вероятность ошибки возрастает до максимального значения даже при малом уровне шума на входе основного и дополнительного каналов. Это объясняется тем, что при малых отличиях в угловых направлениях прихода УП и сигнала для подавления УП необходимо обеспечить в дополнительном канале очень большое усиление, что приводит к значительному увеличению резуль-
50